第四章通信中的調(diào)制技術(shù)

第四章通信中的調(diào)制技術(shù)第一頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日本章內(nèi)容1、各種調(diào)制方法及其解調(diào)方法的原理。模擬調(diào)制－－－－－調(diào)幅調(diào)頻調(diào)相基帶信號(hào)－－－－－模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制數(shù)字調(diào)制－－－－－二進(jìn)制調(diào)制多進(jìn)制調(diào)制解調(diào)方法－－－－－相干解調(diào)非相干解調(diào)2、各種調(diào)制信號(hào)的頻譜特征3、各種調(diào)制方法的調(diào)制性能及噪聲性能調(diào)幅：AM、DSB、SSB、VSB等；調(diào)頻：窄帶調(diào)頻、寬帶調(diào)頻等；調(diào)相：窄帶調(diào)相、寬帶調(diào)相等。第二頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)制的目的將消息變換為便于傳輸?shù)男问?。也就是說(shuō)，變換為某種形式使信道容量達(dá)到最大，而且傳輸更可靠和有效。提高性能，特別是提高抗干擾性。有效的利用頻帶。第三頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日4.1模擬信號(hào)線性調(diào)制技術(shù)調(diào)制：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的某個(gè)參數(shù)，從而獲得攜帶低頻基帶信號(hào)信息的高頻信號(hào)的過(guò)程。調(diào)幅：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的幅度。這種調(diào)制技術(shù)又被稱為線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)頻：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的頻率，從而得到頻率值隨基帶信號(hào)變化而變化的調(diào)制信號(hào)。調(diào)相：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的初相。調(diào)頻和調(diào)相技術(shù)又被稱為非線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)制：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的某個(gè)參數(shù)，從而獲得攜帶低頻基帶信號(hào)信息的高頻信號(hào)的過(guò)程。調(diào)幅：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的幅度。這種調(diào)制技術(shù)又被稱為線性調(diào)制技術(shù)。調(diào)頻：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的頻率，從而得到頻率值隨基帶信號(hào)變化而變化的調(diào)制信號(hào)。調(diào)相：用低頻基帶信號(hào)控制高頻載波信號(hào)的初相。調(diào)頻和調(diào)相技術(shù)又被稱為非線性調(diào)制技術(shù)。第四頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制基帶信號(hào)：f(t)

f(t)cos(ωct+θc)基帶信號(hào)與載波信號(hào)直接相乘，則得到的信號(hào)頻率為載波頻率但幅值隨基帶信號(hào)變化由于原基帶信號(hào)有過(guò)零點(diǎn)，則當(dāng)基帶信號(hào)變?yōu)樨?fù)值時(shí)，該調(diào)制信號(hào)出現(xiàn)相位的翻轉(zhuǎn)。由于基帶信號(hào)過(guò)零點(diǎn)的影響，調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)線與原基帶信號(hào)有不同。[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)給基帶信號(hào)加一個(gè)常數(shù)A0，保證給載波信號(hào)乘一個(gè)正數(shù)調(diào)制信號(hào)不出現(xiàn)相位的翻轉(zhuǎn)，包絡(luò)線與基帶信號(hào)相同，這種調(diào)制即為AM調(diào)制載波信號(hào)：cos(ωct+θc)第五頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的系統(tǒng)框圖振蕩器乘法器放大器加法器基帶信號(hào)cos(ωct+θc)f(t)

f(t)cos(ωct+θc)

A0cos(ωct+θc)

AM調(diào)制信號(hào)第六頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日A=-β(RL//RC)/rberbe≈300

+(1+)26/IEQ放大器分析集成運(yùn)算放大器的基本方程：

1、v+=v-2、I+=I-=0第七頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日加法器反相輸入加法器同相輸入加法器在各電阻滿足一定條件下：v0=vi1+vi2第八頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日乘法器

模擬乘法器原理圖如果能用

vy去控制IE，即實(shí)現(xiàn)IE

vy。

vO就基本上與兩輸入電壓之積成比例。于是實(shí)現(xiàn)兩模擬量相乘的電路構(gòu)思，如圖所示。第九頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的頻譜分析（1）AM調(diào)制信號(hào)的時(shí)域表示為：

sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)=[A0＋f(t)][ej(ωct+θc)+e-j(ωct+θc)]/2利用傅立葉變換可以求出它的頻譜為：

SAM(ω)=[2πA0δ(ω-ωc)+F(ω-ωc)]ejθc/2+[2πA0δ(ω+ωc)+F(ω+ωc)]e－jθc/2

其中：F(ω)為f(t)的頻譜。第十頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的頻譜分析（2）f(t)t0A0＋f(t)t0ωm-ωm0ωF(ω)ωωm-ωm0F(ω)＋2πA0δ(ω)第十一頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的頻譜分析（3）載波信號(hào)：cos(ωct+θc)ωc-ωc0ωωc-ωc0ωS(ω)調(diào)制信號(hào)

SAM(ω)=

[2πA0δ(ω-ωc)+F(ω-ωc)]ejθc/2+[2πA0δ(ω+ωc)+F(ω+ωc)]e－jθc/2第十二頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的頻譜分析（4）ωm-ωm0ωF(ω)ωc-ωc0ωS(ω)1、調(diào)制過(guò)程實(shí)現(xiàn)了頻譜的搬移。要實(shí)現(xiàn)不失真調(diào)制，需ωc＞ωm我們來(lái)比較原始基帶信號(hào)和調(diào)制信號(hào)的頻譜：2、調(diào)制過(guò)程中頻譜展寬了兩倍，且左右兩個(gè)頻帶是對(duì)稱的。3、在調(diào)制信號(hào)頻譜中，包含載波頻譜分量和邊帶頻譜分量?jī)刹糠?。載波頻譜部分不含基帶信息但要占用較大的信號(hào)功率。

P＝Pc＋Pf第十三頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)幅指數(shù)當(dāng)基帶信號(hào)為單頻信號(hào)時(shí)，基帶信號(hào)：調(diào)幅信號(hào)：調(diào)制系數(shù)：無(wú)失真包絡(luò)檢波條件：第十四頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)幅信號(hào)的功率分配在剛發(fā)生過(guò)調(diào)制的臨界狀態(tài)，調(diào)制效率最大：1/3功率組成：當(dāng)調(diào)制信號(hào)為單頻信號(hào)時(shí)：AM調(diào)制信號(hào)為：sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)第十五頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日舉例例1：在AM調(diào)制中，基帶信號(hào)是振幅1v的單頻信號(hào)，載波信號(hào)振幅電壓10v，計(jì)算系統(tǒng)的調(diào)制系數(shù)和功率效率。解：例2：在AM調(diào)制中，基帶信號(hào)含有三種不同的頻率分量，振幅分別為1v、2v和3v，載波信號(hào)振幅電壓10v，計(jì)算系統(tǒng)的調(diào)制系數(shù)和功率效率。解：基帶信號(hào)三種分量的調(diào)制系數(shù)分別為：0.1，0.2和0.3第十六頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM調(diào)制的特點(diǎn)：容易實(shí)現(xiàn)，原理簡(jiǎn)單調(diào)制中信號(hào)帶寬擴(kuò)大一倍，信道利用率低調(diào)制信號(hào)中含有很大的載波成分，傳輸功率利用率低。第十七頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日振蕩器乘法器基帶信號(hào)cos(ωct)f(t)f(t)cos(ωct)擬制載波的雙邊帶調(diào)幅（DSB－SC）調(diào)制信號(hào)中的載波分量是由于基帶信號(hào)疊加了一個(gè)直流信號(hào)引入的。因此，只要基帶信號(hào)不疊加直流信號(hào)直接調(diào)制，就不會(huì)在調(diào)制信號(hào)中引入載波成分。DSB時(shí)域表達(dá)式：sDSB(t)=f(t)cos(ωct)DSB頻譜：SDSB(ω)=[F(ω+ωc)

＋F(ω-ωc)]/2DSB調(diào)制框圖：ωc-ωc0ωS(ω)第十八頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日單邊帶調(diào)幅（SSB）擬制載波調(diào)制可以去除調(diào)制信號(hào)中的載波分量，有效地提高調(diào)制信號(hào)的功率利用率。但載波頻譜中仍含有對(duì)稱的上下兩個(gè)邊帶，可想辦法去除一個(gè)邊帶，提高通信信道頻率利用率。一、濾波法HSSB(ω)f(t)載波cos(ωct)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωS(ω)上邊帶調(diào)制ωc-ωc0ωS(ω)下邊帶調(diào)制第十九頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日單邊帶調(diào)幅（SSB）同理，當(dāng)進(jìn)行上邊帶調(diào)制時(shí)：sSSB(t)=f(t)cos(ωct)－f^(t)sin(ωct)SSSB(ω)=1/4[F(ω+ωc)+F(ω－ωc)][sgn(ω+ωc)

-

sgn(ω-ωc)]/2]=1/4[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]+1/4[F(ω+ωc)sgn(ω+ωc)-F(ω-ωc)sgn(ω-ωc)當(dāng)進(jìn)行下邊帶調(diào)制時(shí)：式中HSSB(ω)=[sgn(ω+ωc)-sgn(ω-ωc)]/2單邊帶信號(hào)的頻譜為：SSSB(ω)=HSSB(ω)[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]/2對(duì)上式求傅立葉反變換得：sSSB(t)=1/2[f(t)cos(ωct)+f^(t)sin(ωct)]其中：是f(t)的希爾伯特變換第二十頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日單邊帶調(diào)幅（SSB）二、相移法f(t)載波－π/2－π/2+++-sSSB根據(jù)上下兩路信號(hào)加減的不同，可分別得到下邊帶和上邊帶信號(hào)。根據(jù)以上分析可得單邊帶調(diào)制的第二種實(shí)現(xiàn)辦法：

希爾伯特變換實(shí)質(zhì)上是將原函數(shù)中的所有頻率成分移相90度得到的函數(shù)。第二十一頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日殘留邊帶調(diào)幅（VSB）在實(shí)際的系統(tǒng)中，很難獲得一個(gè)理想的低通或高通濾波器，也很難獲得真正的單邊帶調(diào)制信號(hào)，在濾波器的邊緣，信號(hào)的頻譜可能會(huì)發(fā)生失真，這對(duì)于含有豐富低頻成分的基帶信號(hào)是致命的，因此，含低頻成分較多的基帶信號(hào)不能采用單邊帶調(diào)制。殘留邊帶調(diào)制是對(duì)單邊帶調(diào)制的修正，它較好地解決了上下邊帶邊緣的問(wèn)題。一般殘留邊帶調(diào)制仍使用濾波的方法獲得。HVSB(ω)f(t)載波ωc-ωc0ωHVSB(ω)對(duì)于殘留邊帶調(diào)制的濾波器，我們不再要求必須是理想濾波器，但要求在正負(fù)ωc處，濾波器特性的變化部分要關(guān)于ωc＝ωc線上的中點(diǎn)對(duì)稱。ωc-ωc0ωHVSB(ω)VSB信號(hào)的時(shí)域和頻域表達(dá)式：sVSB(t)≈f(t)cos(ωct)+f^(t)sin(ωct)SVSB(ω)＝1/2HVSB(ω)[F(ω+ωc)+F(ω-ωc)]第二十二頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)●解調(diào)：解調(diào)是調(diào)制的逆過(guò)程，是從調(diào)制信號(hào)中恢復(fù)基帶信號(hào)的過(guò)程。●相干解調(diào)：利用已調(diào)信號(hào)的相位變化（頻譜變化）來(lái)恢復(fù)基帶信號(hào)。●非相干解調(diào)：利用已調(diào)信號(hào)的幅度變化（時(shí)域）來(lái)恢復(fù)基帶信號(hào)。ωc-ωc0ωS(ω)解調(diào)：是調(diào)制的逆過(guò)程，是從調(diào)制信號(hào)中恢復(fù)基帶信號(hào)的過(guò)程。相干解調(diào)：利用已調(diào)信號(hào)的相位變化（頻譜變化）來(lái)恢復(fù)基帶信號(hào)。非相干解調(diào)：利用已調(diào)信號(hào)的幅度變化（時(shí)域）來(lái)恢復(fù)基帶信號(hào)。第二十三頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)ωωm-ωm0F(ω)＋2πA0δ(ω)ωc-ωc0ωωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωS(ω)時(shí)域相乘ωc-ωc0ω頻譜被搬移到ωc位置現(xiàn)在假設(shè)用已調(diào)信號(hào)作為基帶信號(hào)頻譜被搬移到-ωc位置ωc-ωc0ω原基帶信號(hào)頻譜被搬移到-ωc和ωc位置兩次搬移在零頻處互相加強(qiáng)在這個(gè)頻譜中，包含低頻成分和2倍載頻成分，低頻成分與原始信號(hào)相同，可以用低通濾波器把它選出來(lái)ωc-ωc0ω原始基帶頻譜LPF調(diào)制信號(hào)載波基帶信號(hào)第二十四頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（1）一、AM調(diào)制sAM(t)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)sAM(t)cos(ωct+φ)=[A0＋f(t)]cos(ωct+θc)cos(ωct+φ)

=(1/2)[A0＋f(t)][cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]1、θc＝φ＝常數(shù)時(shí)，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]

ud(t)=1/2[A0＋f(t)]cos(θc-φ)2、θc－φ＝常數(shù)時(shí)，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]k3、θc－φ＝kt+a時(shí)，ud(t)=1/2[A0＋f(t)]cos(kt+a)第二十五頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（2）二、DSB調(diào)制sDSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)sDSB(t)cos(ωct+φ)=f(t)cos(ωct+θc)cos(ωct+φ)

=(1/2)f(t)[cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]

ud(t)=(1/2)f(t)cos(θc-φ)與AM調(diào)制一樣，當(dāng)解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率嚴(yán)格相等，相差不等于π/2的奇數(shù)倍時(shí)，可以無(wú)失真地解調(diào)出基帶信號(hào)。當(dāng)解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率有誤差時(shí)，將有解調(diào)失真。第二十六頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的數(shù)學(xué)分析（3）三、SSB調(diào)制sSSB(t)=f(t)cos(ωct+θc)+f^(t)sin(ωct+θc)sSSB(t)cos(ωct+φ)=(1/2)f(t)[cos(θc-φ)+cos(2ωct+θc+φ)]

+(1/2)f^(t)[sin(θc-φ)+sin(2ωct+θc+φ)]ud(t)=(1/2)f(t)cos(θc-φ)+(1/2)f^(t)sin(θc-φ)由上式可以看出，對(duì)于單邊帶調(diào)制信號(hào)，解調(diào)時(shí)只有解調(diào)載波與調(diào)制載波頻率和初相都嚴(yán)格相等，才能不失真地解調(diào)出基帶信號(hào)。殘留邊帶信號(hào)的時(shí)域表示與單邊帶信號(hào)近視相等，不再分析。第二十七頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日非相干解調(diào)

非相干解調(diào)只適用于含有載波的普通調(diào)幅信號(hào)。CRsAM(t)ud(t)在該電路中，調(diào)制信號(hào)通過(guò)二極管給電容C充電，使輸出電壓達(dá)到調(diào)制電壓的最大值，但當(dāng)輸入電壓下降時(shí)，由于放電回路中R較大，從而使放電較慢，輸出能跟隨輸入包絡(luò)線變化。一、AM信號(hào)的包絡(luò)檢波由上圖可知，檢波電路中，放電回路的時(shí)間常不能太大也不能太小。1/ωc≤RC

≤1/ωm第二十八頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日二、AM信號(hào)的整流檢波RsAM(t)ud(t)LPT對(duì)于具有大載波含量的單邊帶信號(hào)和殘留邊帶信號(hào)，也可以使用包絡(luò)檢波或整流檢波來(lái)獲得基帶信號(hào)，具體證明請(qǐng)同學(xué)自己看書(shū)，在此不再講述。非相干解調(diào)在這個(gè)電路中，二極管實(shí)現(xiàn)對(duì)調(diào)制信號(hào)的整流，得到只有正值的調(diào)制信號(hào)，然后對(duì)其進(jìn)行低通濾波，近視可認(rèn)為求其平均值曲線，其變化規(guī)律也與包絡(luò)線基本相同。第二十九頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日載波插入法解調(diào)包絡(luò)檢波調(diào)制信號(hào)載波基帶信號(hào)該方法用于擬制載波的調(diào)制信號(hào)的非相干解調(diào)。由于擬制載波調(diào)制信號(hào)中不含有載波分量，不能直接使用非相干解調(diào)，因此，在接收端首先產(chǎn)生一個(gè)與發(fā)送端相同的載波信號(hào)，使其與接收信號(hào)相加，從而獲得一個(gè)含有載波分量的調(diào)制波，這個(gè)信號(hào)就可以使用非相干解調(diào)的方法生成基帶信號(hào)了。第三十頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)幅系統(tǒng)的性能兩個(gè)性能指標(biāo)：有效性和可靠性。有效性：系統(tǒng)傳輸信號(hào)效率的高低。AM最低，DSB次之，SSB最高，VSB介于DSB與SSB之間?？煽啃裕合到y(tǒng)傳輸過(guò)程中抗干擾性的好壞。一般用通信系統(tǒng)的信噪比來(lái)描述。信噪比得益（增益）：第三十一頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的噪聲性能ωc-ωc0ωS(ω)LPFBPF發(fā)送端接收端信道s(t)n(t)si(t)+ni(t)cos(ωct+φ)ud(t)+nd(t)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωS(ω)ωc-ωc0ωH(ω)ωc-ωc0ωH(ω)信道輸入信號(hào)頻譜信道傳遞函數(shù)第三十二頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的噪聲性能各種調(diào)制信號(hào)的解調(diào)信噪比得益：AM：DSB：SSB與VSB：第三十三頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日相干解調(diào)的噪聲性能LPFBPF發(fā)送端接收端信道s(t)n(t)si(t)+ni(t)cos(ωct+φ)sii(t)+nii(t)ud(t)+nd(t)整個(gè)傳輸過(guò)程的噪聲性能可用下式表示：信噪比得益：只表示相干解調(diào)器的噪聲性能。由上式與各種調(diào)制的信噪比得益比較可知，除AM調(diào)制外，各種調(diào)制方法的噪聲性能基本一致。第三十四頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日AM系統(tǒng)包絡(luò)檢波器的噪聲性能大信噪比情況：[A0+f(t)]>>ni(t)噪聲性能與相干解調(diào)時(shí)相同。小信噪比情況：[A0+f(t)]<<ni(t)

這時(shí)，基帶信息全部被檢波器破壞，不能檢波。在AM信號(hào)包絡(luò)檢波時(shí)，存在一個(gè)信噪比門(mén)限值，當(dāng)信噪比低于該門(mén)限值時(shí)，不能檢波，這種現(xiàn)象稱為門(mén)限效應(yīng)。第三十五頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日模擬信號(hào)的非線性調(diào)制一、非線性調(diào)制原理非線性調(diào)制包括調(diào)頻和調(diào)相兩種，分別是用基帶信號(hào)控制載波的頻率和初相。s(t)=Acos(ωct+θc)=Acosθ(t)無(wú)論ωc隨基帶信號(hào)變化還是θc變化，實(shí)際上都會(huì)引起信號(hào)相角的變化，因此，這兩種調(diào)制本質(zhì)上是一樣的，被統(tǒng)稱為角調(diào)波。1、調(diào)相若載波的初相θc隨基帶信號(hào)變化，則：

θPM(t)＝ωct+θc＋Kpf(t)（Kp為調(diào)制常數(shù)）其最大相偏為：ΔθPM＝Kp|f(t)|max其瞬時(shí)頻率為：ωpm（t）=dθPM(t)/dt=ωc+Kpdf(t)/dt其瞬時(shí)頻偏為：Δωpm=Kpdf(t)/dt第三十六頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日模擬信號(hào)的非線性調(diào)制當(dāng)f(t)為單頻信號(hào)時(shí)spm(t)=Acos(ωct+θc+KpAmcosωmt)式中：定義βpm=KpAm叫做調(diào)相指數(shù)，代表調(diào)相波的最大相偏。2、調(diào)頻若載波的頻率ωc隨基帶信號(hào)變化，即：

ωfm（t）＝ωc＋Kff(t)（Kf為調(diào)制常數(shù)）其最大頻偏為：Δωfm=Kf|f(t)|max其瞬時(shí)相位為：θf(wàn)m（t）=∫ωfm（t）dt＝ωct＋Kf∫f(t)dt調(diào)頻波的時(shí)域表達(dá)式為：

Sfm(t)=

Acos[ωct+θc+Kf∫f(t)dt]當(dāng)f(t)為單頻信號(hào)時(shí)：Sfm(t)=

Acos[ωct+θc+KfAm/ωmsinωmt]

βfm=KfAm/ωm叫做調(diào)頻指數(shù)，代表調(diào)頻波的最大相偏。第三十七頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日3、調(diào)相波與調(diào)頻波的關(guān)系：模擬信號(hào)的非線性調(diào)制Sfm(t)=Acos[ωct+θc+Kf∫f(t)dt]Spm(t)=Acos[ωct+θc+Kpf(t)]從以上兩式可以看出，將f(t)先積分后再對(duì)載波進(jìn)行相位調(diào)制，便可得到調(diào)頻波；同樣，將f(t)先微分后再對(duì)載波進(jìn)行頻率調(diào)制，便可得到調(diào)相波?！襢(t)dtPMdf(t)/dtFMPMFMf(t)f(t)第三十八頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日模擬信號(hào)的非線性調(diào)制例1：一個(gè)FM廣播發(fā)射機(jī)在工作時(shí)最大頻率偏移為75KHZ。分別計(jì)算出正弦基帶信號(hào)的頻率為下列兩種情況時(shí)的調(diào)制指數(shù)。（a)15KHZ(b)50HZ解：（a)∵

Δωfm=2π?75KHZ=Kf|f(t)|max=KfAm

∴

βfm＝KfAm/ωm=75/15=5(b)βfm＝KfAm/ωm=75/0.05=1500例2：一個(gè)相位調(diào)制器有Kp＝2rad/v。計(jì)算峰值相移60。時(shí)的基帶信號(hào)均方根電壓。解：Am=π/3/2=0.524vA=0.524/1.414=0.37v第三十九頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日窄帶調(diào)頻當(dāng)滿足條件：時(shí)，稱為窄帶調(diào)頻。這時(shí)，上式可近似為：窄帶調(diào)頻可簡(jiǎn)寫(xiě)為NBFMKFM∫f(t)dtπ/2AcosωctSnbfm(t)第四十頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日窄帶調(diào)頻因?yàn)椋核裕侯l譜圖近似為：窄帶調(diào)頻時(shí)，基帶信號(hào)頻譜發(fā)生了非線性變化。這種調(diào)制方法主要用于業(yè)務(wù)通信、軍用通信等。第四十一頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日當(dāng)條件：不滿足時(shí)，稱為寬帶調(diào)頻。寬帶調(diào)頻利用第一類貝塞爾函數(shù)展開(kāi)：第四十二頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日貝塞爾函數(shù)曲線如下圖所示:

貝塞爾函數(shù)曲線

求傅立葉變換后得調(diào)頻波的頻譜表達(dá)式為:

第四十三頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日

WBFM調(diào)頻波的頻譜

基帶信號(hào)為單頻信號(hào)時(shí)WBFM的頻譜圖如下圖所示:

第四十四頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日第四十五頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日第四十六頁(yè)，共五十四頁(yè)，2022年，8月28日調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生與解調(diào)一、調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生產(chǎn)生調(diào)頻波的方法通常有兩種：直接調(diào)頻法和間接調(diào)頻法。1、直接法。直接法就是用調(diào)制信號(hào)直接控制振蕩器的電抗元件參數(shù)，使輸出信號(hào)的瞬時(shí)