逆變器包元件運放

運算放大器穩(wěn)定作者：TimGreen，德州儀器Burr-Brown產(chǎn)品線線性應(yīng)用工程在寫“保持容性負載穩(wěn)定的六種方法”部分時發(fā)生了一件有趣的事情。我們選擇了具有“軌至軌”輸CMOS運算放大器并測量了ROUT，但在高頻區(qū)域沒有環(huán)路增益，因而無法確定RO。根據(jù)RO測量結(jié)果，我們預(yù)測了在1μF容性負載情況下放大器“Aol修正曲線圖”中第二個極點的位置。令我們大吃一驚的是，TinaSPICE仿真在“Aol修正”曲線圖進行x5處理時關(guān)閉了！基于先前的第一輪分析結(jié)果，這個錯誤完全超出了可以接受的限度，本系列的第7部分，即本部分將針對兩種最常用于小信號放大器的輸出拓撲重點討論放大器的開環(huán)輸出阻抗ZO。對于傳統(tǒng)的雙極性射極跟隨器bipolaremitter-follower)而言，放大器輸出級ZO性能良好，并且在整個放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)(RO)。然而，對于許CMOS軌至軌輸出放大器而言，在該放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)，ZO同時呈現(xiàn)容性和阻性。本文并不針對“全NPN輸出”的雙極性技術(shù)(bipolartopology)進行分析，其最常用于功率運算放大器，一種能夠提供從50mA至超過10A電流的、性區(qū)域工作的放大器。具備豐富的輸出阻抗知識非常重要，將有助于正確預(yù)測“Aol修正圖”，同時也是網(wǎng)絡(luò)綜合技術(shù)中用于穩(wěn)定放大器雙極性射極跟隨器輸出放大器的圖7.1顯示了射極跟隨器拓撲的典型雙極性輸出級。在此類型的輸出級中，RO（小信號、開環(huán)輸出電阻）通常是ZO（小信號、開環(huán)輸出阻抗）的主要組成部分。對于既定的DC電流負載，RO一般為常數(shù)。我們先分析一些射極跟隨器RO的經(jīng)驗法則，然后借助這些法則來預(yù)測不DC輸出電流值對應(yīng)的RO。我們最后將用TinaSPICE仿圖7.1：OPA542的關(guān)鍵參數(shù)——典型射極跟隨器、雙極性輸出圖7.2顯示了典型射極跟隨器、雙極性輸出放大器的參數(shù)。當輸入偏置電流為nA級（如10nA）時，采用這種拓撲的器件能夠?qū)崿F(xiàn)極低的噪聲與偏移輸入?yún)?shù)等優(yōu)異特性。某些雙極性放大器在輸入級中JFET使輸入偏置電流降低至很pA級。該常用模式的輸入級范圍一般是兩個電源均為2V左右。輸出電壓擺幅通常被限制在任一電源軌電壓的2V范圍內(nèi)或稍高，采用雙電源（如+/-5V～+/-15V）的放大器通?？色@得最佳性能。HighPrecision,LowNoiseBipolarOperationalInput ACOffset 75uV OpenLoopGain,RL= 160dBOffsetDrift 06uV/C OpenLoopGain,RL=600 160dBtypInputVoltageRange (V-)+2Vto(V+)-2V GainBandwidthProduct 8MHzCommon-ModeRejectionRatio 138dBtyp SlewRate 23V/usInputBias 10nA OverloadRecovery 1TotalHarmonicDistortion+Noise000005%,f=1kHzSetlingTime,0.01% SupplyInputVoltageNoise 90nVpp,f=0.1Hzto10Hz SpecifiedVoltageRange +/-5Vto+/-15VInputVoltageNoiseDensity 3nV/rt-Hz@1kHz QuiescentCurrent +/-38AmaxInputCurrentNoiseDensity OverTemperature +/-42AmaxOutput Temperature&Vsat@Iout=1 2V Operating -40CtoVsat@Iout=19mA 35Vmax Packageoptions SO-8,DP-8,DP-14,SO-14IoutShortCircuit 圖7.2：示例參數(shù)：射極跟隨器、雙極性輸出高級射極跟隨器、雙極性放大器的簡化模型采用兩個GM（電流增益）級，其后跟隨了一個晶體管電壓輸出器輸出級，如圖7.3所示。開環(huán)輸出ZO主要由RO決定，對于該放大器的單位增益帶寬而言是常數(shù)。--

-+-+--

TwoGM(currentgain)StagesOutputisVoltageOutputFollowerOpenLoopOutputImpedance(ZO)isdominatedbyROConstantROoverOpAmpUnityGainBandwidth圖7.3：兩級簡化模型：射極跟隨器、雙極對于大多數(shù)放大器而言，放大器輸出端空載時，輸出AB類偏置電流約為整個放大器靜態(tài)電流的?。雙極晶體管的RO1/gm成正比，其中g(shù)m為晶體管的電流傳輸比(currenttransferratio)或電流增益。由于gm與集電極電流IC成正比，因而ROIC成反比。當IC從空載輸出電流向滿負載輸出電流增加時，RO將會降低。這可能會使人有這樣的推測，即當輸入電流高到一定極限時RO將為零。然而，由于晶體管的物理特性、內(nèi)部驅(qū)動以及偏置排列(biasarrangement)等原因，上述推測不成立。測量最高可用負載電流下的RO值，并把它定義為RX。然后測量空載電流下的RO值，并得出給定放大器電路的常數(shù)KZ，該常數(shù)可用于預(yù)測任何負載電流下的RO變化情況。從圖7.4中，我們可清楚了解，如何用射極跟隨器的輸出項描述從前端gm級到放大器輸出引腳之間的路 AIqIAB AIqIAB=1/2AARO~(1/gm)+gm~RO=(1/IC)KZ+KZisderivedat

LoadRXisminimumROduetooutputtransistorandbiasVoutcircuitry.DerivedatheavyloadAtsmallloadcurrents AtlargeloadcurrentsRO=RX圖7.4：ZO定義：射極跟隨器、雙極性輸出7.5詳細描述了常數(shù)RX的射極跟隨ZO模型，測量環(huán)境為：滿負載電流、傳輸KZ/IC的串聯(lián)式電流控制電阻器。由于器件具有推（PNP晶體管）和拉（NPN晶體管）輸出級，所以ZO模型包括每個輸出級的等價RO模型。回饋至輸出引腳的有效小信號AC輸出阻抗等于推輸出級與拉輸出級阻抗的并聯(lián)組合。對于ZO小信號AC模型而言，VCC及VEE兩個電源均對AC短路。RMim=KZRPipRMim=KZV圖7.5：ZO并不是放大器的所有SPICE宏模型都相同。要研究輸出阻抗ZO的所有仿真，必須在使用真實器件正確建立輸出模型的宏模型上完成，以及A-B類偏置電路對真實器件進行精確建模。我們通常無法判斷制造商提供的模型是否完備。在過去4年中，og&RFModels()公司的W.K.Sands為德州儀器(TIBurr-Brown產(chǎn)品部開發(fā)的高精度SPICE模型。如上所示，這些放大器SPICE模型極致詮釋了真實的硅放大器，其中包含了詳細的功能列表，如輸出級的正確建模以及AB類偏置電路等。參見圖7.6。圖7.6：并非所有的SPICE由于我們無法找到具有精確A-B類偏置及真實晶體管輸出的雙極性射極跟隨器放大器宏模型，來進行真實環(huán)境下的準確性能分析，所以我們自建了模型。在這里，我們可以看到一個由開環(huán)增益為160dB(x100E6)的壓控電壓源實施的理想前端。輸出晶體管QP及QM位于簡化的A-B類偏置電路中。 27mA。因此，若需找出RO參數(shù)RX，我們就要采用+27mA的負載電流進 試。通過使用“輸入電阻”RL及“反饋”電感LF，可以在TinaSPICE中輕松建立簡單的ZO測試電路。如圖7.7所示。我們可以將DC環(huán)境下的電感器視為短路，而RL上施加了電壓VDC，形成了如下所示的DC負載電流。憑借理想的1T-Henry(1E12Henry)電感器，我們可以實現(xiàn)DC閉環(huán)路徑，以使SPICE能夠找到工作點(operatingpoint)，但對于任何目標AC頻率則為開路?，F(xiàn)在，如果我們用1A的AC電流源Itest來激勵電路，則經(jīng)過dB數(shù)學轉(zhuǎn)換后VOUT成為ZO。請注意，在這種重負載情況下，IOUT=+27mA，即QM（實際處于“關(guān)閉”狀態(tài)）和QP（處于“開啟”狀態(tài)）決

IOUTA+ AP26.

R1R1

VF1-

+

DC=0AAC=1ApkAMQPonandQMessentiallyoffsoQPsetsoutput

7.7：ZO、重負載IOUTZo(IOUT=ZoA:(206.7k;67.7顯示了雙極性射極跟隨器輸出放大器在IOUT=+27mA時ZO的測量結(jié)果。SPICE的初始結(jié)果將繪制在“線性dB”區(qū)域y坐標軸取“對數(shù)”，則會直接產(chǎn)生ZO的歐姆值。y坐標軸上的對數(shù)標尺對我們查看其他頻率帶寬不為常數(shù)（如Zo(IOUT=ZoA:(206.7k;6ZoZo

Frequency

ZoZo(IOUT=7.8：ZOAC圖、重負載IOUT7.9IOUT=+27mA時的大ZO模型。RX的測量值6.39?。我們假定，使用的QPQM輸出晶體管性能接近，并因此賦予這兩個輸出晶體管相同的RX值。需要，我們可以重新進行分析并測量IOUT-27mARX值。結(jié)果將會非常接近，以致可以忽略其中的差別。根據(jù)此模型，我們可以假定RMim為高阻抗，不會干擾RO的測量。此外，我們假定RPip比RX小得多。RPip=KZ/ Ip=AssumeRPip=0RMim=KZ/ImAssumeIm=RMim>100M圖7.9：ZO圖7.10詳細描述了A-B類偏置射極跟隨器的無輸出負載環(huán)境。A-B類偏置電流IAB設(shè)為1.08mA。對于無輸出負載的情況，兩個輸出晶體管QP及QM均處于開啟狀態(tài)且對ZO產(chǎn)生的影響相同。

IOUT14A + AIP

E

R1R1

VF1-1.

DC=0AAC=1Apk AIMQPandQMareequallybiasedonandcontributeequallyto7.10：ZOIOUT=ZoA:(124.46k;如7.11所示，空載ZO的測14.8?。憑借這些信息ZO的重負載值（RX推算），我們通過計算常數(shù)KZ可以完成對小ZoA:(124.46k;Zo

圖7.11：ZOAC圖、IOUT=在圖7.12中，我們使用空載條件下的射極跟隨器ZO模型。我們使用重負載條件下得到的結(jié)果并為RX填入相應(yīng)值?，F(xiàn)在，我們需要求出空載條件ZO的KZ值，并假定兩個輸出晶體管QP及QM的參數(shù)相近。詳細的推導(dǎo)過程如上圖所示，我們發(fā)現(xiàn)KZ值為0. 7.12：ZO現(xiàn)在，讓我們測試射極跟隨器ZO模型。使用QP提供的約為2倍IAB大小的DC電流，即A-B類偏置電流的兩倍。這樣就得關(guān)QM，并迫QPROZO的主要部分。從7.13可以看出這基本是正確的。這也恰當?shù)亟忉屃薃-B類偏置方案在真實環(huán)境中是如何發(fā)揮作用的。我們了解到，當負載電流呈正增長時，所有A-B類偏置電流開始向正輸出晶體管QP偏移。當負載電流變?yōu)樨撝禃r，全部A-B類偏置電流開始向QM偏移，直至QP在負的重負載電流作用下完全關(guān)閉。

IOUT2.A + AIP2.

R1R1

VF1-1.

RMQMMRF5211LT1 DC=0AAC=1Apk AMBothQPandQMonandcontributetoZObutQPdominatesduetolowest圖7.13：ZO、輕負載IOUT=+2xIAB7.14顯示了射極ZO模型。使用已RXKZ值，我們可以計算出需要的ZO值，然后采用下圖結(jié)果運行TinaSPICE仿真。我們計算得出輕負載下ZO值為13.2326?，而SPICE的測量結(jié)果為12.85?。兩個結(jié)果非常相近，適用于各種相關(guān)分析。如果投入時間研究，我們會發(fā)現(xiàn)QPQM的參數(shù)不完全一圖7.14：ZOaZo(IOUT=7.15中顯示了輕負ZOaZo(IOUT=Zo(IOUTZo(IOUT=Zo

Frequency

7.15：ZOACIOUT=現(xiàn)在我們可以建立如圖7.16所示的、完整的射極跟隨器ZO曲線圖集。從圖7.16中我們可以看出，ZORO決定，RO對于放大器的單位增益帶寬而言是常數(shù)，其會隨著負載電流的上升而下降。請注意，ZO是根據(jù)源極和漏極電流在輕負載條件下以及重負載條件下源極或漏極ZO無顯著差別的情況下得出的。在雙極性射極跟隨器放大器產(chǎn)品說明書中應(yīng)包含了這些重要的ZO曲線。Zo(NoZo(NoZoZo(IOUT=Zo(IOUT=+2.16mA):12Zo(IOUT=-2.16mA):Zo(IOUT=+27mA):Zo(IOUT=-27mA):6

Frequency

圖7.16：ZOZO對于射極跟隨器輸出級的容性負載，采用圖7.17中的模型。我們可以從產(chǎn)品說明書中查詢參數(shù)，也可以通過測量放大器無Aol曲線獲得參數(shù)。在放大器的空Aol曲線上，ROCL相互作用形成第二個極fp2。U1OpAmpDCandACAolVCV1x1Voltage-Controlled-Voltage-RoOpenLoopACSmallSignalOutputCLmodifiesAolCurve.圖7.17：ZO在射極跟隨器雙極性放大器上施加許多不同的容性負載，并測ROCL相互作用形成的極點fp2。7.18中的電路使用LTDCDC工作點。LTAC頻率實現(xiàn)開路，因而我們可以觀察Aol曲線。CTDC開路但對任何頻率的AC短路，并且CT還起到將AC測試VG1與電路連接的作用。通過檢驗我們Aol=VOA/VM

A

+Aol=VOA/+

R1 R1A圖7.18：AolTinaSPICE7.19顯示了多種不同容性負載情況下的最終Aol曲線CL=fp2=CL= CL=fp2= fp2= fp2= fp2=140120Gain100Gain806040200

Frequency

圖7.19：CLAol7.20詳細描述ROCLfp2極點在Aol曲線中的預(yù)測位置。圖中還顯示了對應(yīng)于每個fp2的實TinaSPICE測量位置。由于采用了穩(wěn)定的綜合技術(shù)，TinaSPICE測量fp2實際值與我們的預(yù)測值并無顯No1.00E-1.00E-1.00E-1.00E-1.00E-圖7.20：CLfp2雙極性射極跟隨器輸出放大器ZO7.21匯總了雙極性射ZO的關(guān)鍵參數(shù)。在放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)，ZORO決定，且相對頻率而言為常數(shù)。當DC輸出負載電流增加時，ROIOUT成反比。容性負載、CLRO相互作用以在原先Aol曲線上形成第二個極點fp2。我們可以使用Aol曲線，來綜合考慮適當?shù)拈]環(huán)補償值以獲得更好的穩(wěn)定性。RO會隨過程與溫度的變化而相應(yīng)發(fā)生變化。對應(yīng)于過程及溫度變化的經(jīng)驗法則是0.65*ROtyp(-55C)～1.5*ROtyp(125C)，其ROtyp25CRO典型值。我們業(yè)已開發(fā)的經(jīng)驗法則不總是適用于雙極性射極跟隨器放大器的開環(huán)輸出阻抗。可從放大器制造商處獲得最完整和最精確的ZO數(shù)據(jù)，經(jīng)測量也能獲得。ZOisDominatedbyZOisConstantoverOpAmpUnityGainZOisInverselyProportionaltoROandCLformaSecondPoletocreateaModifiedROChangewithProcessandRO@-55C=0.65*ROtyp(i.e.65RO@25C=ROtyp(i.e.100RO@+125C=1.5*ROtyp(i.e.150UseROtypforStabilityDecadeRules-of-ThumbwillprovideDesign圖7.21：雙極性射極跟隨器ZOCMOSRRO（軌至軌輸出）7.22顯示了典CMOSRRO放大器拓撲。此類輸出級中，RO（小信號、開環(huán)輸出電阻）通常是ZO（小信號、開環(huán)輸出阻抗）的主要組成部分。RO與大多數(shù)DC負載電流成反比。然而在輕負載電流情況下，RO與DC負載電流成正比。在中低頻區(qū)域，ZO通常呈現(xiàn)為容RL（輸出端的阻性負載）ZO容性部分相互作用，因而放大器Aol曲線在低頻區(qū)域?qū)⑹艿接绊憽?.22：典型CMOSRRO放大7.23CMOSRRO放大器為例列出了相關(guān)參數(shù)。OPA348也是一種RRI（軌至軌輸入）放大器。CMOS1MHz,45uA,CMOS,RRIOOperationalInput ACOffset 5mV OpenLoopGain,RL= 108dBOffsetDrift OpenLoopGain,RL=5k InputVoltageRange (V-)-0.2Vto(V+)+0.2V GainBandwidthProduct 1MHzCommon-ModeRejectionRatio 82dBtyp SlewRate InputBias 10pA OverloadRecovery TotalHarmonicDistortion+Noise0.0023%,f=1kHzSetlingTime,0.01% SupplyInputVoltageNoise 10uVpp,f=0.1Hzto10Hz SpecifiedVoltageRange InputVoltageNoiseDensity 35nV/rt-Hz@1kHz QuiescentCurrent 65uAmaxInputCurrentNoiseDensity OverTemperature 75uAmaxOutput Temperature&Vsat@Iout= 25mV Operating -40CtoVsat@Iout=540uA 125mVmax Packageoptions SOT23-5,SO-8,SC70-5Vsat@Iout=5mA 1VmaxIoutShort 7.23：示例參數(shù)：CMOSRRIO放大圖7.24是我們針對典型CMOSRRO放大器繪制的簡化模型，該放大器使用可控制電流GM2的電壓輸出差分前端。GM2RO，從而產(chǎn)生可控制輸出電流GMO的電壓。CORO、GM2結(jié)點。從這個簡化模型可以看出，在高頻段ZO=RO。當頻率從高頻向中、低頻變化時，看到CO產(chǎn)生的作用，ZO也因此呈OutputistwoGM(currentgain)OutputisCurrentSourceGMO(idealcurrentsourcehasinfiniteOutputImpedance(Z)isdominatedbyRatHighFrequenciesZwilllookcapacitiveatLowandMediumFrequencies圖7.24：簡化模型：CMOSRRO如圖7.25所示，對于大多CMOSRRO放大器而言，放大器輸出端無負載時，輸出級AB類偏置電流約為整個放大器靜態(tài)電流的?。在高頻段ZO=RO。RO與gm（MOSFET的電流轉(zhuǎn)換率）成正比。但是MOSFET的gm與ID（漏極電流）的平方根成反比。IAB=1/2IAB=1/2RO~(1/gm)gm~2√(K*ID)

7.25：ZO定義：CMOSRRO放大7.26詳細描述了CMOSRRORO模型，其由(QP)(QM)輸出MOSFET的電流控制電阻器組成。每個電流控制電阻器RPipRMim與相應(yīng)MOSFET上的漏極電流的平方根成正比。當回饋至放大器的輸出端時，兩個電流控制電阻器并聯(lián)，相應(yīng)的值為RO。這些電阻器的并聯(lián)方程可以建立一個數(shù)學方程，通過該方程意外地得出了一個傳輸函數(shù)IOUT小幅增大時，RO將持續(xù)增大直至其中一個輸出MOSFET完全關(guān)閉并且退出A-B類模式。 2 2 2RPip2 2Zo=Zo=Zp//ZmZp+ZmZp=RPip 2Zm=RMim 2Zo= 2K*Im+2willincreaseuntilImgoestozerowillincreaseuntilIpgoestozeroUntiloneoutputstageiscompleyoutofclassA-BbiasZowillincreasewithincreaseinIOUT.OnceonestageiscompleyoutofclassA-BbiasthenZowilldecreasewithincreasewithincreaseinlOUT.7.26：RO模型：CMOSRRO放大7.27中的計算示例顯示ROIOUT小幅變化值之間的特有關(guān)系。在A-B類偏置模式下，流過兩QM的電流均為22uA時，RO等于200?。Im增大表IOUT流入放大器輸出端的電流也在增大，QP接收的CMOSRRORo2.2000E-2.2000E-41.1000E-3.3000E-35.5000E-4.3450E-25.5000E-CMOSRRORo2.2000E-2.2000E-41.1000E-3.3000E-35.5000E-4.3450E-25.5000E-4.3950E-25.5000E-4.3990E-21.0000E-4.4000E-1.0000E-8.8000E-21.0000E-1.7600E-1.0000E-3.5200E-1Ro圖7.27：RO增大/我們已經(jīng)選擇了OPA348、CMOSRRIO放大器來研究CMOSRROZO。該器件具有非常精確的SPICE宏模型，其ZO參數(shù)通過了。通過TinaSPICE能方便地查看ZO參數(shù)。在第一個ZO測量中使用最10mA。請注意：圖7.28所示的測試電路中，電流IOUT的作用IOUTDC值精確控制在10mA。簡單地將V1除以RL不能完全解決放大器輸入補償電壓的參數(shù)問題，這可能會導(dǎo)致意外誤差。 DC=0AAC=1ApkIOUTIOUTcurrentmeterprovidesaccuratemeasureofIdeallyIOUT=V1/RLbutthisdoesnotaccountforinputoffset7.28：ZO、重負載、IOUTIOUT10mA時的ZOAC圖中包含一個34.79?的高頻RO元件。ZO10kHz的頻段明顯呈現(xiàn)容性。我們推測RO的輸出電流最低，原因是QM完全關(guān)閉且所有的輸出級電流都流過QP。Zo(IOUTZo(IOUT=RoA:(1.35M;ZoZo(IOUT=ZoZo1

7.29：ZOAC圖、重負載IOUT=7.30中的重RO模型說明：RO的輸出電流最低，原因QM完全關(guān)閉且所有的輸出QP

QPonandQMessentiallyoffsoQPsetsoutput圖7.30：RO7.31中的電路計算空載ZOIQIAB關(guān)系的經(jīng)驗法則，OPA348IQ=45μA，所以IAB=22.5μA。483.65fA的誤差電流對空載ZO曲線不會有顯著的影響。DC=0AAC=1Apk7.31：ZO、無負載IOUT=7.32所示，IOUT等于0mA時的ZO包含一196.75?的高頻RO元件。ZO在低ZoZo1

Frequency

7.32：ZOAC圖、無IOUT=7.33中的RO模型表明，OPA348中的輸出QPQMRO具有相同的影響。圖中同時A-B類偏置電流為22.5μA。

A AAAQPandQMareequallybiasedonandcontributeequallyto圖7.33：RO我們現(xiàn)在知道了重負載和空載時的ZO意味著什么。我們關(guān)心的另一個關(guān)鍵曲線是RO變成最大值時的輕負載。我們并不十分清楚該工作點的位置，原因是我們不能看到OPA348A-B類偏置級的內(nèi)部，但在計算AC傳輸曲線之前，我們需要知道該點的位置。使用圖7.34中的技術(shù)和電路將能夠很快達到目的。如果我們繼續(xù)運行如圖所示的AC分析/計算AC結(jié)點電壓分析，就可以變換V1值并迅速更新VOA。VOA的讀數(shù)為均方根值。IG1設(shè)定為1A、AC、f=1MHz（這正好處于RO主導(dǎo)ZO的頻率范圍之內(nèi)）。一旦找到能夠產(chǎn)生最大VOA的V1值，就可以用其計AC傳輸曲線。請注意：VOA的讀數(shù)為均方根值，其VOA的所DC分量。另請注意：關(guān)于電流電7.35μVrms區(qū)域中的DC值將會下降VOA254.56Vrms區(qū)域的沒有顯著區(qū)別。輕負載下ROAC254.56Vrms/.707Arms=360?（AC正弦波Arms=0.707Ap）。Run ysis/CalculateNodalVoltagesLookformaxVOAVaryV1toincrease7.34：7.35ZO輕負載測試電路

A7.AC1ApkDC0AFig.7.35:ZO,lightlLoad,IOUT=7.36ZOAC傳輸函數(shù)分析結(jié)果。圖中顯示了我們360?RO，ZO在低3kHz處呈現(xiàn)容ZoA(85857k;ZoZo1

圖7.36：ZOAC圖、輕負載IOUT=+輕負載模型（如圖7.37所示）的QP處于開啟狀態(tài)而QM處于關(guān)閉狀態(tài)，QP因其阻抗最低所以將決定RO的值。7.35μA的負載電流即可關(guān)QM，所以最初假定A-B類偏置電流為22.5μA可能不正確。IAB的大小可能比7.35μA大不了多少。

QPonandQMjustoffsoQPdominatesduetolowest圖7.37：ZO7.38OPA348的完整ZO曲線集。我們所關(guān)心的關(guān)鍵曲IOUT=+7.35uA(RO=360?RO最大)IOUT=+7.35uA(RO=196.75?RO空載)IOUT87.4uA(RO198.85?)，在IOUT值下，RO約等于RO空載IOUT>87.4μARO<RO空載IOUT=+10mA(RO=34.79?圖示的其他曲線驗證處于關(guān)鍵曲線之間的工作狀態(tài)。另外ZO曲線可用于判斷負電流值的IOUT。但是在電流曲線的正值區(qū)域，這些曲線間距過密，無法將其置于IOUT的頂部，故將其省略以保證圖表清晰。所有CMOSRRO放大器產(chǎn)品說明書應(yīng)包含這些關(guān)鍵的ZO曲線。ZoZovs Ro=360Ro=249.98IOU=+0mARo=34.79IOU=+1mARo=7556ZoZo

Frequency

7.38：完整ZO曲線：CMOSRROCMOS放大器的等ZO模型，我們需要分ZO曲線上fz7.39顯示了這些斷點在重負載和空載下的測量值。根據(jù)頻率和RO值可以確定CO值。ZoZo(NoZo(IOUT=+3dBpointZo=49+3dBpointZoZo

圖7.39ZOZO圖可以完成空載和(10mA)（如圖7.40所示）IOUT負載ZONo196.78Heavy34.79圖7.40：ZOCMOSRROZO如果通過初始放大Aol建立修正Aol曲線，在驅(qū)動容性負載時，負載電容器CL將與ZO模型CO串聯(lián)。注意串聯(lián)電容值的計算方式與并聯(lián)電阻值的計算類似。因此，若CL<COCL起決定作CL>CO則CO起決Aol曲線的第二個fp2ROCeq（COCL的等價電容）直接相關(guān)，圖7.41顯fp2 2**Ceqwhere:Ceq=CO*CO+

CL<462nFCLdominates:Ceq CL>462nFCOdominates:CeqcapacitorsinseriesarelikeresistorsinXC=XCeq=1/sCOCeq=7.41：Aolfp2的計7.42CMOSRRO放大器容性負載的Aol曲線的測試電路。LTAC環(huán)路開路LTDC工作點計算中卻提供了短路作用。CTDC開路，而對任何設(shè)定頻率的AC短路。修正Aol曲線即VOA/VM。++圖7.42：Aol7.43CL10,000nF的真實修正Aol曲線。fp2相應(yīng)位置的測量值如圖中標注所示CL=CL=fp2=CL=fp2=Nofp2=CL=CL=fp2=GainCLCL=fp2=CL=10nFCL=10nFfp2=77.68kCLCL=fp2=1

Frequency

7.43：CLAol7.44fp2測量ZO模型預(yù)測值進行了對比。結(jié)果表明，我們可ZO模型來預(yù)測真實的修正Aol圖。請注1nF負載預(yù)測誤差較大，原因是我們沒有OPA348Aol第二個(2.87MHz)的效應(yīng)。因為CL與2.87MHz相差太大，另一個fp2位置可以確定，所以O(shè)PA348Aol的第二個極點對預(yù)測沒有影響。4.62E-NoNoNo4.62E-1.00E-4.62E-9.98E-1.00E-4.62E-9.79E-1.00E-4.62E-8.22E-3.75E-4.62E-2.07E-1.00E-4.62E-3.16E-1.00E-4.62E-4.42E-*ActualreflectseffectofOpAmpAolsecond圖7.44：Aolfp2CMOSRROAolRL正當我們認為完CMOSRRO放大器CMOSRRO放大器也出現(xiàn)了另一種Aol現(xiàn)象CORL的相互作用產(chǎn)生了高通Aol曲線的低頻部分趨于平坦（7.45所示）7.45：RLAol低頻效7.46是RLCMOSRROAol曲線影響的測試電路。很容易通過RLAol上的效應(yīng)++ +圖7.46：RLAol7.47清楚顯示了空載、100k?5k等阻性負載的低頻Aol效應(yīng)NoNoNoRL=RL=RLRL=RLRL=GainGain---1

7.47Aol低頻部分的RLAC7.48中的測試電路使CORLCMOSRROAol曲線的低頻區(qū)域的效應(yīng)。Vaol代表空載、未修正的Aol曲線。VHPCORL產(chǎn)生的高通濾波效應(yīng)。VOA是未修正Aol曲線通過CORL形成的高通濾波器時產(chǎn)生的修正Aol曲線。

Vaol=EquivalentofAol+GM2+

-+

VO