W-CDMA模擬預(yù)失真功率放大器設(shè)計(jì)-設(shè)計(jì)應(yīng)用

精品文檔-下載后可編輯W-CDMA模擬預(yù)失真功率放大器設(shè)計(jì)-設(shè)計(jì)應(yīng)用0引言

隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，各種用于射頻功率放大器的線性化技術(shù)被進(jìn)一步研究和應(yīng)用。尤其是窄帶CDMA和第三代移動(dòng)通信等技術(shù)的發(fā)展，對(duì)功放的線性度提出了更高的要求。在W-CDMA等無線通信系統(tǒng)中，如果采用一般的高功率放大器，由于功率放大器的交調(diào)失真，將會(huì)出現(xiàn)頻譜再生效應(yīng)，從而干擾相鄰信道，甚至產(chǎn)生誤碼。因而，功率放大器的線性化技術(shù)越來越受到關(guān)注。目前常用的三種技術(shù)分別是：前饋技術(shù)(Feedforward)、反饋技術(shù)(Feedback)和預(yù)失真技術(shù)(Pre-Distortion)。

在這些線性化技術(shù)中，前饋法可以得到很高的線性度，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜而且昂貴。反饋法有其致命的缺陷，如不穩(wěn)定，帶寬有限。預(yù)失真技術(shù)中，基帶信號(hào)中預(yù)失真系統(tǒng)需要正確對(duì)比源信號(hào)和反饋信號(hào)，對(duì)環(huán)路延時(shí)補(bǔ)償有很高的要求，同時(shí)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜；而模擬預(yù)失真技術(shù)有其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，線性度較好等優(yōu)點(diǎn)，因而已成為中小功率放大器進(jìn)行線性化的理想技術(shù)。

針對(duì)W-CDMA直放站下行鏈路的線性度要求，利用預(yù)失真技術(shù)設(shè)計(jì)了一個(gè)平均發(fā)射功率為41dBm的功率放大器。該設(shè)計(jì)采用一對(duì)反向并聯(lián)的二極管產(chǎn)生非線性失真分量，并利用這個(gè)非線性分量補(bǔ)償功放的非線性失真。

1放大器的非線性

如圖1所示，理想線性放大器的輸入和輸出關(guān)系可以表示為Vout=K1Vin，其中K1為放大倍數(shù)。但是作為半導(dǎo)體器件，當(dāng)功率放大器的輸入信號(hào)較大時(shí)，管子出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，于是導(dǎo)致了輸出信號(hào)壓縮，產(chǎn)生高次諧波，引起失真。所以輸出應(yīng)該包括平方律項(xiàng)和三次項(xiàng)等高次分量，它的輸出可以用冪級(jí)數(shù)式(1)表述：

從式(2)可以看出，由于系統(tǒng)的非線性特性，在輸出信號(hào)中，除了有輸入信號(hào)的頻率外，還會(huì)出現(xiàn)新的直流分量和如同2ωi，3ωi，…等的諧波分量。如果輸入的信號(hào)為雙頻信號(hào)Vin=A1cos(ω1t)+A2cos(ω2t)，通過同樣的分析可以發(fā)現(xiàn)，終輸出口的成分由支流成分、基波ω1和ω2、二次和三次諧波2ω1，2ω2及3ω1，3ω2、二階互調(diào)分量ω1±ω2、三階互調(diào)分量2ω1±ω2及ω1±2ω2等分量組成。一般情況下，僅2ω1-ω2和2ω2-ω1落在通帶內(nèi)。雙音三階互調(diào)是非線性中三次方項(xiàng)產(chǎn)生的，由于落在帶內(nèi)，故主要考慮的是非線性產(chǎn)物。這些非線性產(chǎn)物都會(huì)干擾載波信號(hào)，造成交調(diào)失真、諧波失真等非線性失真。當(dāng)多載波輸入時(shí)，影響較嚴(yán)重的是三階交調(diào)失真。

2模擬預(yù)失真原理

從原理上看，預(yù)失真線性化技術(shù)是改進(jìn)線性特性的一項(xiàng)簡(jiǎn)單的技術(shù)，其原理如圖2所示，即在RF放大器的前面加入預(yù)失真器，預(yù)失真器的特性與RF放大器的特性匹配，當(dāng)信號(hào)經(jīng)過預(yù)失真器和RF放大器組成的級(jí)聯(lián)系統(tǒng)時(shí)。由于預(yù)失真器與RF放大器的特性相互補(bǔ)償效果，使得輸出信號(hào)為完全無失真信號(hào)，從而達(dá)到線性化目的。這種補(bǔ)償原理如圖3所示，圖3(a)與圖3(b)曲線互相補(bǔ)償，得到圖3(c)完全無失真的輸出信號(hào)。

3模擬預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)

W-CDMA直放站下行鏈路要求實(shí)現(xiàn)41dBm的功率輸出，IM3和IM5均小于-50dB，故設(shè)計(jì)如下電路以滿足上述要求，整個(gè)設(shè)計(jì)如圖4所示。

由圖4可以看到，該方案采用的是一種雙環(huán)結(jié)構(gòu)。個(gè)環(huán)路由功分器將輸入信號(hào)分成兩路，一路經(jīng)延遲器延遲；另一路經(jīng)預(yù)失真發(fā)生器失真、衰減、再移相后，與延遲信號(hào)耦合，形成預(yù)失真信號(hào)產(chǎn)生部分的環(huán)路。第二個(gè)環(huán)路則是將預(yù)失真環(huán)路生成的信號(hào)再進(jìn)行衰減，移相后與功放輸入的延遲信號(hào)耦合，形成整個(gè)功率放大器部分。這種結(jié)構(gòu)有效地減小了所需主信號(hào)受環(huán)路的影響，而失真部分又能夠得到充分的補(bǔ)償。同時(shí)，該電路在實(shí)際調(diào)試中比較容易調(diào)節(jié)，是一種實(shí)用性很好的電路結(jié)構(gòu)。

由于二極管是一種非線性半導(dǎo)體器件，對(duì)于一個(gè)輸入余弦信號(hào)，二極管的輸出是包含了非線性失真分量的余弦信號(hào)。所以，非線性發(fā)生器部分的設(shè)計(jì)采用反向并聯(lián)的二極管來實(shí)現(xiàn)。實(shí)現(xiàn)電路如圖5所示。

圖5中，1和4分別是信號(hào)的輸入端和輸出端；2和3分別是信號(hào)的耦合端和直接輸出端。兩個(gè)反相并聯(lián)的二極管D1，D2用來產(chǎn)生奇次諧波分量，經(jīng)90°正交電橋的隔離端4輸出，作為預(yù)失真信號(hào)。理想的3dB正交電橋耦合端2接電阻R，用來消除二極管相對(duì)反射輸出信號(hào)中殘留的線性分量，而電容C用來降低載波信號(hào)，使之與預(yù)失真信號(hào)相比不至于過高。

正交電橋?qū)⑤斎胄盘?hào)等分、正交地傳送到耦合端和直接輸出端，耦合端與直接輸出端有90°的相移，隔離端沒有輸出。設(shè)電橋輸入端1的輸入為Vin(t)，則直接輸出端3的輸出與反向并聯(lián)兩個(gè)二極管的輸入關(guān)系式為：

式(4)中：IS為反向飽和電流，主要受溫度的影響，在電路中可視為恒定值；VA為二極管外加偏置電壓，這里VA=Vdi(t)。在小偏置電流下可忽略式(4)中附加項(xiàng)IRS。輸入電流i(t)為：

因?yàn)槿A分量和五階分量是對(duì)放大器非線性影響的因素，為了分析方便，就只取到展開式的5次方項(xiàng)。這時(shí)二極管對(duì)可看作為單端口網(wǎng)絡(luò)，其導(dǎo)納為：

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證電路的可行性，將整個(gè)電路加信號(hào)進(jìn)行測(cè)試，非線性發(fā)生器部分采用肖特基二極管HSMS2802產(chǎn)生預(yù)失真信號(hào)，該肖特基二極管有著很好的非線性，可以用作混頻、功率檢測(cè)。在測(cè)試三階交調(diào)和五階交調(diào)分量時(shí)，輸入頻率為2.1395GHz和2.1405GHz的雙音信號(hào)，間距1MHz。測(cè)試ACPR時(shí)，使用頻率2.14GHz的W-CDMA下行信號(hào)，得到的結(jié)果如圖6～圖8所示。

從頻譜分析儀的輸出波形圖可以看到，在加預(yù)失真系統(tǒng)前，推動(dòng)級(jí)輸出41dBm時(shí)的三階交調(diào)分量，五階交調(diào)分量的指標(biāo)分別為-31dB和-40dB。對(duì)應(yīng)地，當(dāng)把預(yù)失真發(fā)生器接人系統(tǒng)后，可以看到輸出的五階交調(diào)分量，五階交調(diào)分量均有了明顯的改善，分別提高了14dB和11dB。此時(shí)，輸出級(jí)ACPR的輸出小于-52dB。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該預(yù)失真系統(tǒng)在很大程度上改善了功率放大器的非線性失真，很好地優(yōu)化了它的線性度。

5結(jié)語(yǔ)

采用反向并聯(lián)二極管預(yù)失真器對(duì)功放的線性化技術(shù)進(jìn)行了研究，利用二極管的非線性特性，很好地對(duì)消了放大器