擴大40年期電源電壓范圍從-300uA到3A無電阻電流檢測解決方案

第第頁擴大40年期電源電壓范圍，從<300uA到3A無電阻電流檢測解決方案測量系統(tǒng)中的電流是監(jiān)測系統(tǒng)狀態(tài)的一種基本而有效的工具。隨著科技發(fā)展，電子或電氣系統(tǒng)在性能提升的同時，物理尺寸大大縮小，并降低了功耗和成本。每個電子設備都在監(jiān)測自己的健康和狀態(tài)，而這些診斷提供了管理系統(tǒng)所需的重要信息，甚至決定了其未來的設計升級。

系統(tǒng)中越來越需要測量大范圍電流，從微小電流一直到幾安培電流。例如，在以下情況下，確定系統(tǒng)中高動態(tài)范圍的電流流動或消耗情況：

睡眠/非活躍電流，以確定除正常運行外的總體負載性能和估算電池/電源功率。ATE/測試環(huán)境需要處理從微小/低微安培級電流到安培級電流，這就需要進行研發(fā)或生產(chǎn)級的測試。生產(chǎn)車間環(huán)境，以發(fā)現(xiàn)生產(chǎn)問題（積聚在IC下的焊劑、不必要的焊料短路或開路），以及正常的操作功能測試。工業(yè)設備監(jiān)測，開啟和關閉期間的功耗可顯示設備的健康狀況，例如，監(jiān)測設備的正常電流和泄漏電流，以確定其隨時間推移的磨損情況。

在高達80V的高電壓電平（共模電平）應用中，由外部的簡單電流檢測放大器(CSA)（但為了使結構達到精度和準確性要求，集成電路的設計比較復雜）和檢測電阻器組成的方案可以解決電流測量時的大多數(shù)問題。電流檢測放大器目前具有出色的準確度和精度，滿足實現(xiàn)微安級電流的要求，同時保持更好的信噪比(SNR)性能，從而提供系統(tǒng)設計所需的測量分辨率。

然而，為設計人員選擇優(yōu)化的CSA并不是一件容易的事情。有一些權衡因素需要考慮：

可用的電源

最小可檢測電流（轉化為器件的最小輸入失調(diào)電壓(VOS)）

最大可檢測電流（轉化為最大輸入檢測電壓(VSENSE)）

RSENSE上允許的功耗

由于差分電壓范圍由電流檢測放大器的選擇來設定，因此增加RSENSE值可以提高較低電流值的測量精度，但在較高的電流下功耗較高，這可能是不可接受的。另外，檢測電流的范圍也有所降低（IMIN:IMAX)。

降低RSENSE值更有利，因為它減少了電阻的功耗，增大了檢測電流范圍。降低RSENSE值可降低信噪比（可以通過計算平均值，取平均輸入噪聲來改善信噪比）。應當注意的是，在這種情況下，設備的偏移會影響測量的精度。通常，會在室溫下進行校準，以提高系統(tǒng)精度，通過增加某些系統(tǒng)的測試成本來消除失調(diào)電壓。

此外，輸入差分電壓范圍(VSENSE)取決于電源電壓或內(nèi)部/外部基準電壓和增益：

在任何實現(xiàn)高電流范圍的應用中，目的都是在既定的精度預算下最大限度地擴大動態(tài)范圍，這一般通過以下公式來估算：

大多數(shù)CSA的VSENSE-RANGE通常是100mV，輸入失調(diào)電壓約為10μV。請注意，如果選擇VSENSE_MIN作為10xVOS系數(shù)，則在未校準系統(tǒng)中，最多可得出30年±10%的誤差。同樣，如果選擇100xVOS，則可以達到±1%的誤差范圍，但動態(tài)范圍會縮減到20年。因此，在動態(tài)范圍和精度之間存在一個權衡：收緊精度預算會減少VSENSE_MIN所決定的動態(tài)范圍，反之亦然。

有一點需要注意，在CSA+RSENSE系統(tǒng)中，RSENSE（容差和溫度系數(shù)）通常是系統(tǒng)總精度的瓶頸。與電量計、帶集成芯片電阻器的CSA、使用運算的差分放大器的分立式器件實現(xiàn)等其它替代方案相比，它簡單、可靠且成本合理，仍然是行業(yè)中監(jiān)控/測量系統(tǒng)電流的有效做法。也有更高級別容差和溫度系數(shù)檢測電阻，只是價格比較高。應用在溫度范圍內(nèi)的總誤差預算需要與RSENSE產(chǎn)生的誤差相當。

無電阻檢測解決方案

對于需要測量從幾百微安到幾安培電流的更高動態(tài)范圍應用，下方圖1所示的基于ADI集成式電流檢測器件(U1)是非常有用、有效的解決方案。該解決方案滿足以下條件：

集成式檢測元件（無電阻）

超過40年的電流檢測動態(tài)范圍

電流輸出功能（與160ΩLOAD一起提供0-1V的VOUT，與所有ADC/微控制器電流輸入實現(xiàn)方案兼容）。

圖1：帶有集成電流檢測元件的2.5V至5.5V電流檢測系統(tǒng)

代替外部檢流電阻,在VDD輸入和負載(LD)輸出之間配置集成檢測器件，能夠測量100uA至3.3A的系統(tǒng)負載電流(ILOAD)。增益為1/500的內(nèi)部增益塊提供輸出電流ISH，即I_LOAD/500。在ISH電流輸出和接地間連接一個160Ω電阻，可得到0V至1V的VISH電壓輸出。

在負載電流為3A時，檢測元件裝置上VDD和LD之間的壓降約為60mV（曲線圖1），相當于僅有180mW的功耗，而在較低的電流值下，觀察到的檢測100μA范圍的總誤差在10%左右（曲線圖2）。該方案在較高電流負載下功耗較小，在較低電流水平下仍能保持較好的誤差預算，優(yōu)于傳統(tǒng)檢測電路。因此，需要更大電流檢測范圍（最高可達3A）的應用可以從這個方案中受益。曲線圖1：內(nèi)部檢測元件上的壓降與負載電流的關系

曲線圖2：不同溫度下ISH輸出的增益誤差與負載電流的關系

具有擴展線路/輸入電壓的無電阻檢測方案

圖2是圖1的輸入電壓范圍擴展，其中U1的電源電壓現(xiàn)在可以接受更高的線路電壓，可高達6V至36V。齊納二極管(D1)將VDD和PFET(M1)柵極之間的電壓維持在5.6V。高壓線路的大部分被M1吸收，M1的源電壓鉗位在與VDD輸入電壓相差大約4V-4.5V的水平，從而將U1的工作電壓(VDD-VSS)維持在正常工作范圍內(nèi)（曲線圖3）。然后，這個M1的源電壓為M2PFET的柵極電壓提供偏置。M2PFET源電壓處于VSS(U1)+VTH(M2)的水平，確保U1ISH輸出在可接受的電壓水平內(nèi)。ISH電流輸出和R1相對于接地端產(chǎn)生0至1V的輸出電壓。

圖2：帶有集成電流檢測元件的6V至36V電流檢測系統(tǒng)曲