開關電源-功率因數(shù)校正技術課件

第9章功率因數(shù)校正技術§9.1諧波和功率因數(shù)的定義§9.2開關電源的功率因數(shù)校正技術§9.3單相功率因數(shù)校正電路§9.4三相功率因數(shù)校正電路§9.5軟開關PFC技術§9.6單級功率因數(shù)校正技術

1第9章功率因數(shù)校正技術§9.1諧波和功率因數(shù)的定義1§9.1諧波和功率因數(shù)的定義在理想情況下，電網(wǎng)中的電壓和電流都是正弦信號，即

U:電壓的幅值I:電流的幅值

:電網(wǎng)電壓的角頻率

:電壓和電流信號間的相位角2§9.1諧波和功率因數(shù)的定義在理想情況下，電網(wǎng)中的電壓和通常，電網(wǎng)電壓是由電網(wǎng)中的電源—發(fā)電機決定的，而電網(wǎng)中的電流則是由連接于電網(wǎng)的負載決定。某些非線性或具有時變性的負載會從電網(wǎng)中吸取非正弦電流，如三相感性整流負載的電流為圖9-1中i的波形。這些波形是非正弦的，但仍然是與電網(wǎng)電壓同頻率的周期信號，即滿足將i(t)分解為傅里葉級數(shù)，即

圖（9-1）u，i0tui

T1:電網(wǎng)電壓的周期:基波成分3通常，電網(wǎng)電壓是由電網(wǎng)中的電源—發(fā)電機決定的，而電網(wǎng)中的電流在電網(wǎng)中電壓為正弦而電流為非正弦的的情況下，負載吸收的有功功率為

根據(jù)正交定理，有4在電網(wǎng)中電壓為正弦而電流為非正弦的的情況下，負載吸收的有功功視在功率為UR、IR:電網(wǎng)電壓、負載電流有效值5視在功率為UR、IR:電網(wǎng)電壓、負載電流有效值5

功率因數(shù)λ為

由于電網(wǎng)電壓是正弦波，因此，而基波電流的波形也是正弦波，因此，式可以寫成ξ:畸變因數(shù),標志著電流波形偏離正弦的程度6功率因數(shù)λ為如果電流是正弦波，則I1R=IR,ξ=1；如果電流波形非正弦，則因為I1R<IR，故無論電流波形是否為正弦，總是有ξ≤1。7如果電流是正弦波，則I1R=IR,ξ=1；如果電流波形非正弦功率因數(shù)不為1的負載會給電網(wǎng)帶來電能質量問題，這類負載對電網(wǎng)的“污染”可以分為諧波電流和基波無功兩部分，它們共同的危害是：（1）從電網(wǎng)吸去無功電流，導致電網(wǎng)中流動的功率增加，加大了電網(wǎng)的損耗。（2）增加了發(fā)電和輸變電設備的負擔，降低了電網(wǎng)的實際可以傳遞的有功功率的大小。8功率因數(shù)不為1的負載會給電網(wǎng)帶來電能質量問題，這類負載對電網(wǎng)由于諧波電流是非正弦的畸變電流，他對電網(wǎng)的危害更大：（1）造成電網(wǎng)電壓畸變，影響其他設備正常工作。（2）使變壓器，發(fā)電機，補償電容等設備損耗增加，溫升加大，甚至燒毀。（3）造成中線電流顯著增加，導致中線嚴重發(fā)熱，引起火災。（4）引起電網(wǎng)諧振，破壞電網(wǎng)穩(wěn)定性。（5）造成電網(wǎng)中繼電保護裝置誤動作。9由于諧波電流是非正弦的畸變電流，他對電網(wǎng)的危害更大：9§9.2開關電源的功率因數(shù)校正技術通常，開關電源的輸入級采用二極管構成的不可控容性整流電路，如圖9-2。優(yōu)點：結構簡單、成本低、可靠性高。缺點：輸入電流不是正弦波，而是位于電壓峰值附近的脈沖，如圖9-3。電流波形中含有大量的諧波成分，因此該電路的功率因數(shù)很低，通常僅能達到0.5-0.7，總諧波含量可達到100%-150%以上，對電網(wǎng)造成嚴重的污染。VD1VD3VD2VD4圖（9-2）u，itui圖（9-3）10§9.2開關電源的功率因數(shù)校正技術通常，開關電源的輸入級原因：二極管整流電路不具有對輸入電流的可控性，當電源電壓高于電容電壓時，二極管導通，電源電壓低于電容電壓時，二極管不導通，輸入電流為零，這樣就形成了電源電壓峰值附近的電流脈沖。解決辦法：對電流脈沖的高度進行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術稱為功率因數(shù)校正（PowerFactorCorrection—PFC）。根據(jù)采用的具體方法不同，分為無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正。11原因：二極管整流電路不具有對輸入電流的可控性，當電源電壓高于無源功率因數(shù)校正技術通過在二極管整流電路中增加電感、電容等無源元件和二極管，對電路中的電流脈沖進行抑制，以降低電流諧波含量，提高功率因數(shù)。如圖9-4為一種典型的無源功率校正電路。優(yōu)點：簡單、可靠，無需進行控制。缺點：增加的無源元件一般體積都很大，成本也較高，并且功率因數(shù)通常僅能校正至0.95左右，而諧波含量僅能降至30%左右，難以滿足現(xiàn)行諧波標準的限制。圖（9-4）VD1VD3VD2VD412無源功率因數(shù)校正技術通過在二極管整流電路中增加電感、電容等無有源功率因數(shù)校正技術采用全控開關器件構成的開關電路對輸入電流的波形進行控制，使之成為與電源電壓同相的正弦波，總諧波含量可以降低至5%以下，而功率因數(shù)能高達0.995，從而徹底解決整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。缺點：電路和控制較復雜、開關器件的高速開關造成電路中開關損耗較大、效率略將低于無源功率校正電路等。由于采用有源功率因數(shù)校正技術可以非常有效地降低諧波含量、提高功率因數(shù)，從而滿足現(xiàn)行最嚴格的諧波標準，因此其應用越來越廣泛。13有源功率因數(shù)校正技術采用全控開關器件構成的開關電路對輸入電流單向有源功率因數(shù)校正電路僅有一個全控開關器件。該電路容易實現(xiàn)，可靠性較高，應用廣泛，基本上已經(jīng)成為功率在0.5kW-3kW范圍內的單相輸入開關電源的標準電路形式。

三相有源功率因數(shù)校正電路結構和控制較復雜，成本也很高，因此目前三相輸入的開關電源通常還采用無源功率因數(shù)校正技術。

14單向有源功率因數(shù)校正電路14§9.3單相功率因數(shù)校正電路一、基本原理開關電源中常用的單相PFC電路如圖9-5所示。這一電路實際上是由二極管整流電路加升壓型斬波電路構成。LS電流跟蹤控制iLVD1VD3VD2VD4VD5+-電壓控制+-電壓給定圖（9-5）(a)(b)tu0tu0tu015§9.3單相功率因數(shù)校正電路一、基本原理LS電流iLVD由于采用升壓型斬波電路，只要輸入電壓不高于輸出電壓，電感L的電流就完全受開關S的通斷控制。S通時，L的電流下降。因此控制S的占空比按正弦絕對值規(guī)律變化，且與輸入電壓同相，就可以控制L的電流波形為正弦絕對值，從而使電流的波形為正弦波，且與輸入電壓同相，輸入功率因數(shù)為1。16由于采用升壓型斬波電路，只要輸入電壓不高于輸出電壓，電感L的升壓型有源PFC電路的狀態(tài)等效電路如圖9-6。升壓型電路的輸入電壓是正弦電壓整流后得到的直流脈沖波形，是以[0,π]為周期重復的，因此電路中輸入電壓的表達式定義在[0,π]區(qū)間上。將電路中的電壓和電流用相量表示，可以得到如圖所示的相量圖。圖（9-6）17升壓型有源PFC電路的狀態(tài)等效電路如圖9-6。圖（9-6）11818控制規(guī)律D（t）由如圖的控制電路產(chǎn)生。電流跟蹤控制電路使電感電流跟蹤電流給定信號，而電流給定信號的波形為正弦絕對值，因此電感電流的波形也為正弦絕對值，從而實現(xiàn)了功率校正。電壓控制電路根據(jù)升壓型斬波電路的輸出電壓與電壓給定間的誤差，調節(jié)電感電流的大小，以達到控制輸出電壓的目的。電壓控制電路的輸出信號是平穩(wěn)的直流信號，用乘法器將該信號同正弦絕對值信號相乘，得到幅值跟隨電壓控制電路輸出變化的正弦絕對值信號，作為電流跟蹤環(huán)的給定信號。LS電流跟蹤控制iLVD1VD3VD2VD4VD5+-電壓控制+-電壓給定19控制規(guī)律D（t）由如圖的控制電路產(chǎn)生。LS電流iLVD1VD有源PFC電路中常用的電流跟蹤控制方法：平均電流控制適用于功率為500W-3kW的PFC電路。

峰值電流控制適用于功率小于500W的PFC電路。

20有源PFC電路中常用的電流跟蹤控制方法：20開關電源中采用有源PFC電路的好處：（1）輸入功率因數(shù)提高，輸入諧波電流減小，降低了電源對電網(wǎng)的干擾。（2）在輸入相同有功功率的條件下，輸入電流有效值明顯減小，降低了對線路、開關、連接件等電流容量的要求。（3）由于有升壓斬波電路，電源允許的輸入電壓范圍擴大，通常可以達到90-270V，能適應世界各國不同的電網(wǎng)電壓，極大的提高電源裝置的可靠性和靈活性。（4）由于升壓斬波電路的穩(wěn)壓作用，整流電路輸出電壓是穩(wěn)定的，使后級DC-DC變換電路的工作點保持穩(wěn)定，有利于提高控制精度和效率。不利影響：增加功率因數(shù)校正電路會使電源總效率下降3%-5%。

21開關電源中采用有源PFC電路的好處：21二、主電路參數(shù)計算單相功率因數(shù)校正電路的輸入電壓和電流都是正弦波，因此有

Ui:輸入電壓的幅值Ii:輸入電流的幅值ω1:電源電壓的角頻率22二、主電路參數(shù)計算Ui:輸入電壓的幅值22在忽略各種損耗的條件下，電路的輸出功率與輸入功率應相等，則有由于輸入電壓和電流都是正弦值，因此有電感電流是輸入點流經(jīng)全波整流后的波形，因此有

UiR、IiR:輸入電壓、電流有效值Uo:輸出電壓

R:負載電阻23在忽略各種損耗的條件下，電路的輸出功率與輸入功率應相等，則有根據(jù)電路的狀態(tài)空間平均模型，有PFC電路中D和D′都是時變量，因此用D(t)和D′(t)表示通常K很小，K≈0.01，因此，忽略式中第2項K=ω1LIi/UiD′=1-D,D為占空比24根據(jù)電路的狀態(tài)空間平均模型，有K=ω1LIi/UiD′=1-開關電流的表達式開關電流的周期平均值為開關電流的周期有效值為

Ts=T1/N25開關電流的表達式Ts=T1/N25而開關電流在輸入電壓周期內的有效值為令Ts→0，N→∞，上式變成26而開關電流在輸入電壓周期內的有效值為26三、單相功率因數(shù)校正電路的控制電路單相PFC電路中常用控制芯片UC3854UC3854是專用控制集成電路，它集成了PFC電路控制所需的電壓控制、平均電流跟蹤控制、乘法器、驅動、保護、和基準源等全部電路，使用方便。其主要特點和技術參數(shù)為：電源電壓：18～35V工作頻率：10～200kHz基準源電壓：7.5V驅動電流：0.5A（平均值），1.5A（峰值）

27三、單相功率因數(shù)校正電路的控制電路單相PFC電路中常用控制芯該芯片的內部結構及構成的典型電路如圖9-7。圖（9-7）28該芯片的內部結構及構成的典型電路如圖9-7。圖（9-7）28VA及外部元件構成PI型電壓控制電路，正弦絕對值參考信號來自主電路中整流輸出端，通過IAC引腳送入乘法器，乘法器將電壓控制器的輸出信號（VAOut）與正弦絕對值參考信號（IAC）相乘，作為電流跟蹤控制器CA的給定。為了提高電壓控制的快速性，乘法器還將電流給定信號除以輸入電壓有效值的二次方，這樣當輸入電壓發(fā)生變化時，電流給定隨之變化，無需經(jīng)電壓控制器調節(jié)，這稱為前饋控制。例如，在后級功率保持恒定的條件下，輸入電壓突然變高，PFC級的輸入電流應相應減小，以保持輸入功率同輸出功率的平衡。如果沒有前饋控制，這一調節(jié)過程將由調節(jié)速度較慢的電壓控制器完成，并由于調節(jié)控制暫時的功率不平衡導致輸出電壓的較大幅度波動，而通過前饋控制，這一調節(jié)過程可以在瞬時完成，減少了輸出電壓的波動。29VA及外部元件構成PI型電壓控制電路，正弦絕對值參考信號來自主電路中的電流采用0.25Ω電阻檢測，CA及其外部電路構成PI型電流控制器，該控制器輸出的控制量經(jīng)鋸齒波比較電路后形成PWM信號，由驅動電路輸出，驅動主電路中的開關器件。30主電路中的電流采用0.25Ω電阻檢測，CA及其外部電路構成P§9.4三相功率因數(shù)校正電路一、三相單開關功率因數(shù)校正電路三相單開關功率因數(shù)校正電路如圖9-8所示。圖（9-8）VD1VD6VD4LCVD2VD5VD3LALBBCASCVD7+-31§9.4三相功率因數(shù)校正電路一、三相單開關功率因數(shù)校正電該電路是工作在電流不連續(xù)模式時的升壓型斬波電路。連接三相輸入的三個電感LA～LC的電流在每個開關周期內都不連續(xù)，電路中的二極管都應采用快速恢復二極管，電路的輸出電壓應高于輸入線電壓間電壓峰值方能正常工作。該電路工作時的原理性波形如圖9-9。圖（9-9）iAiBiCttiS00iATont0IAP32該電路是工作在電流不連續(xù)模式時的升壓型斬波電路。圖（9-9）S開通→電感電流均值從零開始線性上升（正向或負向），直到開關S關斷→三相電感電流通過VD7向負載側流動，迅速下降到零在每一個開關周期中，電感電流是三角形或接近三角形的電流脈沖。以iLA為例說明在輸入電源周期內，線電流的波形。當S導通期間，iLA線性上升；當S關斷時，達到峰值IAP。假設開關頻率較高，在一個開關周期內，A相輸入電壓UA變化很小，變化量可以忽略，則可得到IAP的表達式為

33S開通→電感電流均值從零開始線性上升（正向或負向），直到開關假設開關頻率較高，在一個開關周期內，A相輸入電壓UA變化很小，變化量可以忽略，則可得到IAP的表達式為圖中陰影部分面積為假設S關斷后電流iA下降很快，則圖中非陰影部分的面積很小，可以忽略。這樣，在這一開關周期內電流iA的平均值近似為

LA、T為常數(shù)，如果在輸入電源周期內，Ton保持不變，則開關周期平均值的波形跟隨輸入電源電壓uA的波形，因此的波形是正弦波。34假設開關頻率較高，在一個開關周期內，A相輸入電壓UA變化很小在分析中略去了圖9-9b中非陰影部分的電流，因此實際的波形同正弦波比有些畸變。可以想象，如果輸出直流電壓很高，則開關S關斷后電流下降快，被略去的電流面積就很小，則的波形同正弦波的近似程度高，其波形畸變小。因此，對于三相380V輸入的單開關PFC電路，其輸出電壓通常選擇為800V以上，其輸入功率因數(shù)可達0.98以上，輸入電流諧波含量小于20%，完全可以滿足現(xiàn)行諧波標準的要求。由于該電路工作于電流斷續(xù)模式，電路中電流峰值高，開關器件的通態(tài)損耗和開關損耗都很大，因此適用于3-6kW的中小功率電源中。35在分析中略去了圖9-9b中非陰影部分的電流，因此實際的二、三相6單開關PFC電路三相6單開關PFC電路通常被稱之為三相PWM整流電路或單位功率因數(shù)變流電路。該電路結構如圖9-10所示這一電路中，同相上下兩個開關的通、斷互補，并留有死區(qū)。LA的電流可由開關S1、S2的通斷控制，因此通過適當?shù)卣{制S1、S2的占空比，就可以使A相電流跟蹤A相電壓。同樣，B、C相的電流也跟蹤B、C相電壓，這樣就實現(xiàn)了功率校正。圖（9-10）LCLALBBCAS1CS2S3S4S5S6+-36二、三相6單開關PFC電路圖（9-10）LCLALBBCAS該電路仍屬于升壓型電路，所以輸出電壓應高于輸入線電壓峰值。采用這一電路，輸入電流諧波含量可以降低至5%以下，功率因數(shù)可高于0.995，可以滿足未來最嚴格的諧波標準的要求。特點：性能優(yōu)越，但所需開關數(shù)量較多，控制復雜，電路成本高。適用于容量為5-10kW的大功率電源，或對諧波及功率因數(shù)要求非常苛刻的電源中。37該電路仍屬于升壓型電路，所以輸出電壓應高于輸入線電壓峰值。采§9.5軟開關PFC技術PFC電路雖然解決了輸入電流諧波和功率因數(shù)的問題，但降低了電源的總效率。PFC電路的損耗中很大一部分是開關器件的開關損耗，因此出現(xiàn)了采用軟開關技術的PFC電路，這些電路成功地降低了開關損耗，提高了PFC電路的效率。38§9.5軟開關PFC技術PFC電路雖然解決了輸入電流諧波一、單相ZVTPWM軟開關PFC電路電路的結構圖如圖9-11

該電路中S1、Lr、VD6等構成輔助諧振網(wǎng)絡，使主開關S工作在零電壓開通的條件下，顯著減小了開關損耗。采用該技術可以使單相PFC電路的效率由硬開關方式的95%提高到98%。VD1VD4VD2VD3SCVD5LrLCrS1VD6-+圖（9-11）39一、單相ZVTPWM軟開關PFC電路VD1VD4VD2VD二、三相單開關ZCTPWM軟開關PFC電路電路結構如圖9-12該電路中S1、Lr、Cr等元器件構成輔助諧振電路，使主開關S工作在零電流關斷的條件下。由于三相單開關PFC電路中主開關器件關斷電流峰值很高，承受的電壓也很高，主開關常采用IGBT，因此關斷損耗通常較大，采用零電流關斷技術后，電路效率會明顯提高，可達95%-97%。VD1VD6VD4LCVD2VD5VD3LALBBCASCVD7+-S1LrCr圖（9-12）40二、三相單開關ZCTPWM軟開關PFC電路VD1VD6VD§9.6單級功率因數(shù)校正技術基于升壓型電路的有源功率因數(shù)校正技術具有輸入電流畸變率低、輸出直流電壓較低等特點。若電路工作在電流連續(xù)模式，則開關器件的峰值電流較低。與常規(guī)的開關電源相比，采用上述結構的含有功率因數(shù)校正功能的電源，由于增加了一級變換電路，主電路及控制電路結構較為復雜，使電源的成本和體積增加。因此，單級PFC技術應運而生。單級PFC變換器拓撲是將功率因數(shù)校正電路的開關器件與后級DC-DC變換器中的開關器件合并和復用，將兩部分電路合而為一。41§9.6單級功率因數(shù)校正技術基于升壓型電路的有源功率因單級變換器的優(yōu)點：（1）開關器件數(shù)減少，主電路體積及成本可降低。（2）控制電路通常只有一個輸出電壓控制環(huán)，簡化了控制電路。（3）有些單級變換器拓撲中部分輸入能量可以直接傳遞到輸出側，不經(jīng)過兩級變換，效率可能高于兩級變換器。單級PFC變換器在小功率電源中的優(yōu)勢較為明顯。

42單級變換器的優(yōu)點：42一、單相單級PFC變換器單級PFC裝置的主要性能指標：效率、元器件數(shù)量、元器件電壓電流應力、輸入電流畸變率等。單級PFC變換器電路拓撲根據(jù)不同標準可以有不同分法：按開關數(shù)量：單開關單級PFC變換器、多開關單級PFC變換器。按電路形式：PFC部分為升壓型、降壓型、升降壓型，DC-DC變換為正激型、反激型等。按兩部分的工作方式：DCM+CCM、DCM+DCM、CCM+CCM。43一、單相單級PFC變換器43由于升壓型電路的峰值電流很小，目前應用的主要方案為單開關升壓型PFC電路，DC-DC部分為單開關正激型或反激型電路，只有一個輸出電壓控制閉環(huán)。兩種基本的單開關升壓型單級PFC變換電路如圖9-13基本工作原理：開關在一個開關周期中按照一定的占空比導通。開關導通時，輸入電源通過開關給定升壓型電路中的電感L1儲能，同時中間直流電容C1通過開關給反激變換器儲能；開關關斷期間，輸入電源與L1一起給C1充電，反激變壓器同時向二次電路釋放能量。L1-+C1圖（9-11）L1C144由于升壓型電路的峰值電流很小，目前應用的主要方案為單開關升壓開關的占空比由輸出電壓調節(jié)器決定。在輸入電壓及負載一定的情況下，中間直流側電容電壓在工作過程基本保持不變，開關的占空比也基本保持一致。輸入功率中的100Hz波動由中間直流電容進行平滑濾波。由于只有一個輸出電壓控制環(huán)，中間直流電容電壓及輸入電流不直接受控制，所以變換器的工作方式必須保證輸入電流波形自動跟隨電源電壓波形，以獲得較高的功率因數(shù)，而且直流側電壓保持在合理的范圍內。45開關的占空比由輸出電壓調節(jié)器決定。在輸入電壓及負載一定的情況PFC及DC-DC部分在不同工作方式下，變換器的工作特點如下：1）DCM+CCM方式如果DC-DC部分工作在CCM方式，占空比將不隨負載變化。當負載變輕時，輸出功率減小。但是由于DC-DC部分工作在DCM方式，因此占空比不會立即變化，這樣輸入功率仍然保持重載時的情況，這樣在輸入和輸出間就存在功率不平衡問題。不平衡的這部分功率必須儲存在電容上，造成了直流母線上電壓的升高，占空比隨之減小。也就是說，輸入功率也隨之減小。這個動態(tài)過程一直到輸入功率等于輸出功率才會停止，這樣達到了新的功率平衡。

46PFC及DC-DC部分在不同工作方式下，變換器的工作特點如下工作于這種方式下，輕載時，通用輸入電源（85-240V）的直流側電壓，會高達1000V?？梢圆捎米冾l控制來降低直流電壓，當負載變小時，可以增大開關頻率來達到變頻控制的效果。但為了降低直流電壓，必須有很寬的開關頻率變化范圍，造成電感和濾波器等電路元件設計十分困難。2）DCM+DCM方式如果兩部分都工作在DCM方式，當負載變小時，占空比減小。隨著占空比的減小，輸出功率減小。因此，不存在輸入功率和輸出功率的不平衡問題。兩部分都工作在DCM方式時，負載變小不會使直流電壓過高。但是使開關峰值電流增大，存在較高的導通損耗，會降低系統(tǒng)的效率，而且增加了濾波器的體積。47工作于這種方式下，輕載時，通用輸入電源（85-240V）的直3）CCM+CCM方式如果兩部分都工作在CCM方式，輸入功率和輸出功率會自動達到平衡狀態(tài)。當負載變小時，占空比基本保持不變。輸入功率的大小會隨著負載的大小變化。輕載時，不會造成很高的直流電壓。如果沒有輸入電流控制環(huán)，輸入電流波形很難跟隨電源電壓成為正弦波。483）CCM+CCM方式48單級PFC變換器現(xiàn)階段存在的問題：開關器件上電壓應力過大，電容上電壓過高，輸入電流畸變較大，開關峰值電流較大，整個裝置效率較低等。為保證直流側電壓不隨負載變化而波動，DC-DC變換部分一般均工作于DCM方式，直流側的工作電壓若不采取特殊措施，通常會超過400V（輸入為220V時）。為降低對電容耐壓要求及開關器件的電壓應力，可采用的主要方案有：

1）直流側電壓反饋方案當開關閉合時，在輸入回路中串聯(lián)與直流側電壓成比例的電壓源以減小輸出電感上的電壓，從而減小電感從輸入端吸收的能量，來達到降低直流電壓的目的。

49單級PFC變換器現(xiàn)階段存在的問題：49如圖9-14所示是一個采用直流電壓反饋的單級單開關AC-DC變換器開關導通→繞組W1的電壓為電容C1兩端電壓→反饋繞組W2產(chǎn)生極性與輸入相反的電壓反饋。電感上的充電電壓等于輸入電感減去反饋電壓→輸入電感吸收的能量也將減少。圖（9-14）-+L1C1W1W2W3-+i150如圖9-14所示是一個采用直流電壓反饋的單級單開關AC-DC優(yōu)點：輕載時，反饋有助于減小直流側的電壓應力。另外，反饋繞組可以減小開關的電流應力，而且把一部分輸入功率不通過中間儲能電容而直接給負載。所以，這種變換器可以達到比較高的效率。該電路的工作波形如圖9-15tu0ti10圖（9-15）51優(yōu)點：輕載時，反饋有助于減小直流側的電壓應力。另外，反饋繞組線電壓在過零點附近沒有輸入電流。原因：反饋電壓高于輸入電壓，所以電流畸變率有所增加，反饋電壓越高，畸變率越高。如果N2=N1，這個電路將沒有功率因數(shù)校正功能。變換器將變?yōu)橐粋€普通的AC-DC變換器。而且，主開關只流過DC-DC變換器的電流，因此有最小的電流應力。52線電壓在過零點附近沒有輸入電流。原因：反饋電壓高于輸入電壓，其它類型的直流反饋方案如圖9-16u1-+L1N1N3C1-+N2i1圖（9-16）u1-+L1N1N3C1-+N2i1N4u1-+L1N1N3C1+N2i1-u1-+L1i1N1N3N2C1+-53其它類型的直流反饋方案如圖9-16u1-+L1N1N3C1-2）輸入電感耦合方案采用輸入電感耦合方案典型電路為圖9-17所示的反激式變換器。變換器包含兩個反激型電路：第一個PFC反激型電路包含變壓器T1、二極管VD1、輸出濾波電容Co和開關器件S(功率MOSFET)；第二個DC-DC變換器反激型電路由變壓器T2、二極管VD2、中間直流側電容C1、輸出濾波電容Co和開關器件S(功率MOSFET)組成。C1T2-+i1T1VD1VD2uoco-+S圖（9-17）542）輸入電感耦合方案C1T2-+i1T1VD1VD2uocoPFC環(huán)節(jié)的第一個反激型變換器工作在DCM方式，可以獲得比較高的功率因數(shù)。DC-DC變換器可以工作在CCM方式，不但減小了電流應力，而且達到了較好的電壓調節(jié)效果。對于通用電壓輸入的應用場合，這個電路拓撲可以把中間級的母線電壓限制在DC400V,而且可以達到較高的功率因數(shù)和效率。第二個反激型電路的工作情況和普通的DC-DC反激型電路相似。反激型電路的變壓器T1有兩個放電回路。當輸入電壓較低時，在開關器件關斷期間，T1上的能量將通過VD1向負載釋放，稱為反激方式。當輸入電壓較高時，在開關器件關斷期間，VD1不導通，T1像一個升壓電感，通過T2的一次繞組把它上面的磁能釋放給中間電容，這種方式稱為升壓方式。55PFC環(huán)節(jié)的第一個反激型變換器工作在DCM方式，可以獲得比較通過給PFC電感增加了一個放電回路，該電路具有以下優(yōu)點：（1）限制了中間直流側的最高電壓只有當輸入電壓較高，T2工作在升壓方式時，輸入電壓才會給中間電容充電。中間電容的電壓越高，充電功率越小。適當選擇變壓器的電壓比，可以使中間直流側的最大電壓稍微高于輸入電壓的峰值，從而達到較低的電壓應力和較高的功率因數(shù)。對于通用輸入的場合，中間直流側的最大電壓可以控制在400V左右，在電路中可以采用一個450V的電容。因為直流側最大電壓得到限制，所以DC-DC變換器單元工作在CCM方式時電流應力較小，而且對于單級PFC變換器輕載時不存在電壓應力過高的問題。56通過給PFC電感增加了一個放電回路，該電路具有以下優(yōu)點：56（2）部分過載功率可直接傳遞至輸出在反激方式，所有的輸入功率直接通過T1傳給負載。在升壓方式，一部分輸入功率直接通過T2傳給負載。一部分輸入功率先儲存在中間電容里，然后再通過DC-DC單元釋放給負載。通過開關傳輸?shù)目偣β时纫话愕膯渭塒FC變換器少。這樣可減少功率器件的電流應力，而且可以提高整個裝置的效率。57（2）部分過載功率可直接傳遞至輸出57二、三相單級PFC變換器實現(xiàn)三相單級PFC變換器的一種方法：采用三組單級PFC變換器。特點：每個變換器均采用單相單級PFC變換器的方案，可實現(xiàn)模塊化。缺點：整個電路和控制電路都比較復雜（電力電子器件和濾波元件數(shù)量多，每個變換器都得有單獨的控制電路），實現(xiàn)難度較高。目前主要的三相單級PFC電路可劃分為以下三類：升壓型降壓型升降壓型58二、三相單級PFC變換器實現(xiàn)三相單級PFC變換器的一種方法：1、升壓型變換器升壓型電路通常是將單開關PFC電路中的開關管由DC-DC部分的開關來替代，實現(xiàn)PFC原理基本相同。結構：通常由三相輸入電感、二極管整流橋、直流濾波電容及DC-DC變換器組成。開關數(shù)目一般為4-6個。優(yōu)點開關較少。缺點輸入電流處于