模塊化多電平換流器電容電壓平衡控制策略

模塊化多電平換流器電容電壓平衡控制策略

0電容電壓平衡控制高壓源交換裝置是電壓源交換裝置（cc-hvdc）的可靠能源交換裝置。靜態(tài)同步補(bǔ)償裝置（statc）的中心件。級(jí)聯(lián)型多電平換流器(cascadedmultilevelconverter,CMC)基于模塊化級(jí)聯(lián)能夠達(dá)到很高的電平數(shù),可以減少甚至取消開關(guān)器件的直接串聯(lián),適合用于高壓大功率領(lǐng)域。使用H橋級(jí)聯(lián)的鏈?zhǔn)侥孀兤?cascadedH-bridgeconverter,CHBC)已被成功用于STATCOM工程。使用半H橋級(jí)聯(lián)的模塊化多電平換流器具有公共的直流母線,可用于VSC-HVDC工程。級(jí)聯(lián)型換流器的子模塊直流儲(chǔ)能電容彼此獨(dú)立。各子模塊電容的充放電、損耗和電容值等的差異會(huì)使其電容電壓出現(xiàn)不平衡,危害換流器的正常運(yùn)行。文獻(xiàn)提出了基于交流母線能量交換的鏈?zhǔn)侥孀兤麟娙蓦妷浩胶饪刂品椒?文獻(xiàn)提出了基于直流母線能量交換的鏈?zhǔn)侥孀兤麟娙蓦妷浩胶饪刂品椒?。這類方法需要借助外部的平衡控制電路,增加了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性。另一類方法是在控制器中附加電容電壓平衡控制,通過電容電壓值反饋對(duì)子模塊的開關(guān)狀態(tài)和充放電進(jìn)行調(diào)節(jié),從而實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡。文獻(xiàn)[12-14]提出了通過對(duì)每個(gè)子模塊的調(diào)制波進(jìn)行微調(diào)以實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡的方法,并將其應(yīng)用于鏈?zhǔn)絊TATCOM,文獻(xiàn)則將該方法用于MMC中。這種方法多與脈寬調(diào)制(pulsewidthmodulation,PWM)策略配合使用,其缺點(diǎn)是每個(gè)子模塊都需要使用不同的調(diào)制波,級(jí)聯(lián)數(shù)越多實(shí)現(xiàn)起來就越復(fù)雜?？紤]到每個(gè)電平對(duì)應(yīng)的子模塊開關(guān)狀態(tài)組合存在冗余,文獻(xiàn)[6,16-19]提出了在每個(gè)電平變化時(shí)刻,對(duì)子模塊進(jìn)行選擇性投切來調(diào)節(jié)其直流電容的充放電,以實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡的方法。這種方法不僅能同脈寬調(diào)制策略配合使用,還能同階梯波調(diào)制策略配合使用;由于只需使用一個(gè)調(diào)制波,適合用于級(jí)聯(lián)數(shù)很多的場(chǎng)合。文獻(xiàn)將該方法用于鏈?zhǔn)絊TATCOM。文獻(xiàn)[6,17-19]則將其用于MMC。本文將文獻(xiàn)[17-19]所提出的MMC電容電壓平衡控制方法稱為傳統(tǒng)方法。阻礙VSC-HVDC技術(shù)發(fā)展的重要障礙是換流器的損耗較大,降低電力電子器件開關(guān)頻率能夠大大降低換流器損耗。然而,傳統(tǒng)方法未考慮降低器件開關(guān)頻率的要求。針對(duì)傳統(tǒng)方法的缺點(diǎn),本文提出一種適合MMC型VSC-HVDC系統(tǒng)的電容電壓優(yōu)化平衡控制策略,能夠顯著降低器件的開關(guān)頻率,減少開關(guān)損耗。通過時(shí)域仿真驗(yàn)證本文所提出的優(yōu)化策略的效果。1子模塊的充放電能量圖1為模塊化多電平換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的示意圖。換流器有6個(gè)橋臂,每個(gè)橋臂都是由n個(gè)相同的子模塊和一個(gè)換流電抗串聯(lián)而成,每個(gè)子模塊包含兩個(gè)IGBT和續(xù)流二極管組和一個(gè)儲(chǔ)能電容。子模塊的上部IGBT開通、下部IGBT關(guān)斷時(shí),子模塊電容被接入橋臂,稱子模塊被投入;子模塊的下部IGBT開通、上部IGBT關(guān)斷時(shí),子模塊電容從橋臂切除,子模塊輸出電壓為零(忽略開關(guān)器件的開通壓降),稱子模塊被切除。通過開關(guān)狀態(tài)的切換,可以實(shí)現(xiàn)對(duì)子模塊輸出電壓的控制。每相的上、下橋臂組成一個(gè)相單元,3個(gè)結(jié)構(gòu)相同的相單元在直流側(cè)并聯(lián)來提供總直流電壓。為了保證總直流電壓穩(wěn)定,每個(gè)相單元中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)必須維持在n個(gè),通過改變這n個(gè)子模塊在該相上、下橋臂間的分配關(guān)系來得到期望的交流相電壓輸出。例如將這n個(gè)子模塊在上、下橋臂間平均分配,則該相交流端輸出電壓為零。如果下橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)多于上橋臂,則該相交流端輸出電壓為正;反之,則該相交流端輸出電壓為負(fù)。以整流側(cè)為例,圖2為換流器a相的電壓和電流示意圖,電流正方向如圖1所示。若橋臂電流為正,處于投入狀態(tài)的子模塊的電容被放電;反之,處于投入狀態(tài)的子模塊的電容被充電。理想情況下,a相上、下橋臂電流為圖3為上、下橋臂電流示意圖。橋臂電流含有直流分量,正負(fù)半周不對(duì)稱。對(duì)整流側(cè)而言,橋臂電流的直流分量總是使相單元和投入的子模塊放電,即整流側(cè)向直流系統(tǒng)輸送功率。而橋臂電流的交流分量對(duì)上、下橋臂投入的子模塊的充放電總是大小相等、性質(zhì)相反。當(dāng)ia為正時(shí),如果此時(shí)換流器a相電壓ua為正,即下橋臂投入的子模塊數(shù)多于上橋臂,則橋臂電流的交流分量使下橋臂子模塊的充電大于其使上橋臂子模塊的放電,整個(gè)相單元被充電;如果此時(shí)ua為負(fù),則整個(gè)相單元被放電。同理當(dāng)ia為負(fù)時(shí),如果此時(shí)ua為負(fù),則相單元被充電;如果此時(shí)ua為正,則相單元被放電。不考慮換流器損耗時(shí),只要相電壓和相電流的相角差小于90°,橋臂電流的交流分量對(duì)相單元的充電大于放電,該充放電能量之差就是交流系統(tǒng)向整流側(cè)輸送的能量,以此實(shí)現(xiàn)交直流側(cè)能量的平衡。如果考慮換流器損耗,則該損耗由交直流側(cè)功率之差來補(bǔ)償。對(duì)整流側(cè)子模塊而言,相電壓和相電流的相角差小于90°意味著子模塊的投入時(shí)間較多地分布在橋臂電流的交流分量使其充電的時(shí)間內(nèi),而子模塊的切除時(shí)間較多地分布在橋臂電流的交流分量使其放電的時(shí)間內(nèi),以補(bǔ)償橋臂電流的直流分量對(duì)投入的子模塊造成的放電,從而實(shí)現(xiàn)子模塊電容的充放電平衡。2子模塊電容電壓的調(diào)整MMC的總直流電壓控制和3個(gè)相單元的并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以維持相單元的直流電壓平衡,隨著相單元上、下橋臂子模塊投切狀態(tài)的輪換,其上、下橋臂子模塊電容電壓之間也能夠?qū)崿F(xiàn)平衡。所以MMC的電容電壓平衡控制可以以一個(gè)橋臂為單位。傳統(tǒng)的電容電壓平衡控制方法步驟如下:1)快速監(jiān)測(cè)橋臂中的各子模塊電容電壓值。2)監(jiān)測(cè)各橋臂電流方向,判定其對(duì)橋臂中投入的子模塊的充放電情況。3)在觸發(fā)控制動(dòng)作時(shí),控制器先對(duì)該時(shí)刻的子模塊電容電壓值進(jìn)行排序。如果該時(shí)刻橋臂電流對(duì)投入的子模塊充電,則按照電容電壓由低到高的順序投入相應(yīng)數(shù)量的子模塊,并將其余的子模塊切除;如果該時(shí)刻橋臂電流使子模塊放電,則按照相反的順序投入相應(yīng)數(shù)量的子模塊,并將其余的子模塊切除。假定一段時(shí)間內(nèi),某橋臂的橋臂電流對(duì)該橋臂中投入的子模塊充電。在這段時(shí)間內(nèi)的某一時(shí)刻觸發(fā)控制第一次動(dòng)作,控制器會(huì)對(duì)這時(shí)的子模塊電容電壓進(jìn)行排序,根據(jù)調(diào)制策略和子模塊電容電壓排序結(jié)果將該橋臂中電容電壓較低的那些子模塊投入,將其余電容電壓較高的那些子模塊切除。被投入的子模塊將被充電,其電容電壓將升高;被切除的子模塊的電容電壓則保持不變。由于平衡控制的持續(xù)作用,總體上各子模塊的電容電壓值相差并不大。等到觸發(fā)控制第二次動(dòng)作時(shí),被投入的那些子模塊的電容電壓與被切除的那些子模塊的電容電壓相比已經(jīng)顯著升高?？刂破鲗?duì)這時(shí)的子模塊電容電壓重新進(jìn)行排序,然后根據(jù)調(diào)制策略和新的電容電壓排序結(jié)果對(duì)子模塊重新進(jìn)行投切。之前因電容電壓較低而被投入的一部分子模塊經(jīng)過充電后,這時(shí)其電容電壓已經(jīng)較高,將被切除;而之前因電容電壓較高而被切除的一部分子模塊的電容電壓這時(shí)已經(jīng)較低,將被投入。由此可見,傳統(tǒng)方法下子模塊的投切狀態(tài)變化比較頻繁,開關(guān)器件的開關(guān)頻率比較高,這會(huì)造成較大的開關(guān)損耗。3子模塊電容電壓優(yōu)化策略傳統(tǒng)平衡控制方法沒有考慮降低器件開關(guān)頻率的要求,子模塊的投切僅根據(jù)電容電壓排序結(jié)果,并不顧及子模塊的初始投切狀態(tài)。傳統(tǒng)方法的目標(biāo)在于嚴(yán)格控制各子模塊電容電壓之間的差值。實(shí)際上,平衡控制的目標(biāo)并不是追求各子模塊電容電壓的完全一致,而應(yīng)該是抑制各子模塊電容電壓相對(duì)其額定值的波動(dòng)幅度。據(jù)此,可以在電容電壓額定值附近設(shè)定一組電壓上、下限,將平衡控制的重點(diǎn)放在電容電壓越限的子模塊上。對(duì)電容電壓未越限的子模塊,則結(jié)合橋臂電流的充放電情況對(duì)其電容電壓進(jìn)行處理,然后再做排序。這種處理的目的是在一定程度上增大電容電壓未越限的子模塊在觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)保持原來投切狀態(tài)的概率,以降低器件的開關(guān)頻率。具體處理方法如下:1)如果橋臂電流使投入的子模塊充電,觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)傾向于投入電容電壓較低的子模塊。將處于切除狀態(tài)且電容電壓高于電壓下限的子模塊的電容電壓乘以一個(gè)略大于1的保持因子后再做排序,這樣通過抬高電壓增大了這些子模塊在觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)保持切除狀態(tài)的可能性。同時(shí)也相應(yīng)地增大了處于切除狀態(tài)且電容電壓低于電壓下限的子模塊和處于投入狀態(tài)的子模塊在觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)被投入的可能性。2)如果橋臂電流使投入的子模塊放電,觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)傾向于投入電容電壓較高的子模塊。將處于切除狀態(tài)且電容電壓高于電壓上限的子模塊和處于投入狀態(tài)的子模塊的電容電壓乘以一個(gè)略大于1的保持因子后再做排序,這樣通過抬高電壓增大了這些子模塊在觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)被投入的可能性。同時(shí)也相應(yīng)地增大了處于切除狀態(tài)且電容電壓低于電壓上限的子模塊在觸發(fā)控制下一次動(dòng)作時(shí)保持切除狀態(tài)的可能性。以上就是MMC型直流輸電系統(tǒng)的子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制策略。優(yōu)化策略將平衡控制的重點(diǎn)放在電容電壓偏離額定值較多的子模塊上。對(duì)其余子模塊,優(yōu)化策略允許它們的電容電壓之間存在一定的偏差,并通過引入保持因子使它們具有一定的保持原來投切狀態(tài)的能力,以避免頻繁地投切子模塊,從而實(shí)現(xiàn)降低器件開關(guān)頻率的目的。優(yōu)化策略通過改變保持因子可以方便地調(diào)節(jié)系統(tǒng)性能,是對(duì)傳統(tǒng)方法的推廣。傳統(tǒng)方法是優(yōu)化策略中保持因子取1時(shí)的一個(gè)特例。圖4為MMC型直流輸電系統(tǒng)的子模塊電容電壓優(yōu)化平衡控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)?？紤]到實(shí)際系統(tǒng)中電容電壓排序和觸發(fā)控制的處理速度不盡相同,使用了電容電壓排序和觸發(fā)控制的分頻率工作結(jié)構(gòu)。每次電容電壓排序完成后,將新的排序結(jié)果儲(chǔ)存并覆蓋原來的排序結(jié)果。當(dāng)觸發(fā)控制動(dòng)作時(shí),只需讀取儲(chǔ)存的電容電壓排序結(jié)果。分頻率控制結(jié)構(gòu)的引入消除了電容電壓排序和觸發(fā)控制之間的相互干擾,增加了控制系統(tǒng)的靈活性。由于一個(gè)周波內(nèi)橋臂電流方向會(huì)變化兩次,而電容電壓排序和觸發(fā)控制都要用到橋臂電流方向,因此兩者的工作頻率不能相差太大。4電容電壓平衡控制在PSCAD/EMTDC中搭建了如圖5所示的兩端MMC型VSC-HVDC系統(tǒng)。兩端交流系統(tǒng)用理想電壓源和感性的系統(tǒng)阻抗來模擬,AC1系統(tǒng)額定電壓為220kV,AC2系統(tǒng)額定電壓為200kV,系統(tǒng)阻抗都為1.2?。換流器有6個(gè)橋臂,每個(gè)橋臂使用20個(gè)子模塊級(jí)聯(lián)而成。子模塊電容值為3000μF,整流側(cè)和逆變側(cè)的換流電抗電感值分別為0.06和0.04H。整流側(cè)直流電壓指令值為400kV,無功功率指令值為0,子模塊電容電壓額定值為20kV;逆變側(cè)有功功率指令值為+800MW,無功功率指令值為+100Mvar。仿真步長(zhǎng)為50μs。以整流側(cè)a相上橋臂為研究對(duì)象。圖6為各子模塊電容電壓波動(dòng)的仿真波形圖,電壓上、下限分別取21和19kV,保持因子分別取1.00、1.02和1.04。從圖6可以明顯地看出,優(yōu)化策略(保持因子大于1)下各子模塊電容電壓之間的差值比傳統(tǒng)方法(保持因子取1)大。但是,優(yōu)化策略下各子模塊電容電壓相對(duì)其額定值的最大波動(dòng)幅度與傳統(tǒng)方法(保持因子取1)相比沒有明顯增大(保持因子取1.02)或稍有增大(保持因子取1.04)。評(píng)估電容電壓平衡控制效果的重點(diǎn)是其子模塊電容電壓相對(duì)額定值的最大波動(dòng)幅度,以及在該平衡控制下開關(guān)器件的開關(guān)頻率。表1給出了在模式1和模式2下的器件平均開關(guān)頻率f以及子模塊電容電壓正向和負(fù)向最大波動(dòng)百分比(相對(duì)額定值)εpos和εneg隨著保持因子的增大而變化的仿真結(jié)果。其中模式1的電容電壓上、下限分別為21和19kV,而模式2的電容電壓上、下限分別為22和18kV。從表1可見,傳統(tǒng)方法(保持因子取1)的器件平均開關(guān)頻率在335Hz左右,明顯低于兩電平和三電平VSC-HVDC系統(tǒng)的開關(guān)頻率(一般在1kHz以上)。隨著保持因子的增大,開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率顯著降低。保持因子取1.01時(shí),器件平均開關(guān)頻率比傳統(tǒng)方法降低一半以上;保持因子取1.02時(shí),器件平均開關(guān)頻率比傳統(tǒng)方法降低2/3以上。保持因子取1.01或1.02時(shí),電容電壓的最大波動(dòng)幅度與傳統(tǒng)方法相比很接近。隨著保持因子的進(jìn)一步增大,電容電壓的最大波動(dòng)幅度也會(huì)逐漸變大。通過選取大小合適的保持因子,本文提出的電容電壓優(yōu)化平衡控制策略與傳統(tǒng)平衡控制方法相比,可以在基本不增加電容電壓波動(dòng)的前提下,顯著降低器件的開關(guān)頻率。圖7、8分別為整流側(cè)a相上橋臂的一個(gè)子模塊在模式1和模式2下的電容電壓波動(dòng),保持因子分別取1、1.02和1.04。由圖7、8可知,大部分情況下優(yōu)化平衡策略并不會(huì)顯著加劇子模塊電容電壓波動(dòng)。通過對(duì)模式1和模式2的比較可以發(fā)現(xiàn),隨著電容電壓上、下限的間隔增大,器件的平均開關(guān)頻率基本上略有下降,而子模塊電容電壓波動(dòng)的幅度基本上略有增大?？偟膩碚f,電容電壓上、下限的取值變化對(duì)系統(tǒng)性能的影響不明顯。5電容電壓平衡控制策略MMC中子模塊的投切狀態(tài)決定了橋臂電流對(duì)其電容的充放電,電容電壓的平衡控制可以通過子模塊的選擇性投切來實(shí)