模塊化多電平換流器的nlm特性研究

模塊化多電平換流器的nlm特性研究

0電平多電平換流器的應(yīng)用隨著全控能源電子的發(fā)展，通過該裝置組成的電壓源交換裝置（cc）可以直接供電。電壓源換流器型高壓直流(VSCHVDC)輸電技術(shù)可以實現(xiàn)有功和無功功率的快速解耦控制,與傳統(tǒng)直流輸電相比具有一系列的優(yōu)點,其應(yīng)用越來越多。VSC是VSCHVDC輸電系統(tǒng)的核心,目前有多種可行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。使用兩電平和三電平換流器的VSCHVDC輸電已得到工業(yè)應(yīng)用。受電平數(shù)的限制,這些拓?fù)涞妮敵鎏匦暂^差,必須使用脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù),器件開關(guān)頻率高,開關(guān)損耗較大;受單個開關(guān)器件耐壓的限制,這些拓?fù)湫枰褂么罅块_關(guān)器件直接串聯(lián)的技術(shù),對各器件開通和關(guān)斷的一致性、串聯(lián)器件的均壓特性等要求很高。文獻(xiàn)提出的模塊化多電平換流器(MMC)使用子模塊串聯(lián)的方法,避免了大量開關(guān)器件的直接串聯(lián),對器件的開關(guān)一致性要求不高,可以達(dá)到很大的電平數(shù),輸出特性好,適用于VSCHVDC輸電領(lǐng)域。MMC可以使用階梯波調(diào)制降低器件開關(guān)頻率,開關(guān)損耗較小。但是,隨著電平數(shù)的增加,也提高了其調(diào)制和控制的復(fù)雜性。本文根據(jù)最近電平逼近的思路,提出了一種適合MMC的調(diào)制策略,對其基波和諧波特性進(jìn)行了理論計算,并在PSCAD/EMTDC平臺上進(jìn)行了仿真,驗證了其實用性和有效性。1子模塊的安裝及維持圖1所示為MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖中,O點為零電位參考點,每個橋臂由1個電抗器和n個子模塊串聯(lián)而成,每一相的上、下2個橋臂構(gòu)成一個相單元。圖1也給出了每個子模塊的結(jié)構(gòu)。一個子模塊共有3種開關(guān)狀態(tài):①2個絕緣柵雙極型晶閘管(IGBT)均閉鎖,一般在啟動和故障時使用,稱為閉鎖狀態(tài);②上部IGBT(T1)開通,下部IGBT(T2)閉鎖,這時子模塊輸出電壓為電容電壓,稱為投入狀態(tài);③上部IGBT(T1)閉鎖,下部IGBT(T2)開通,這時子模塊輸出電壓為0,稱為切除狀態(tài)。這樣,可以通過觸發(fā)來控制子模塊的輸出電壓。出于模塊化設(shè)計和制造的目的,各子模塊額定值相同,且6個橋臂電抗值也相等。MMC正常工作有2個條件:①直流電壓的維持,對圖1來說就是3個相單元中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)都相等且不變,使uA1+uA2=uB1+uB2=uC1+uC2;②三相交流電壓的輸出,就是通過對3個相單元上、下橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)進(jìn)行分配而實現(xiàn)對換流器輸出電壓的調(diào)節(jié)。當(dāng)A相上橋臂所有n個子模塊都切除時,uA1=0,a點電壓為直流正極電壓,這時A相下橋臂所有的n個子模塊都要投入,才能獲得最大的直流電壓,從而提高器件利用率。又因為相單元中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)是一個不變的量,所以一般情況下,理論上每個相單元中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)為n個,是該相單元全部子模塊數(shù)(2n)的一半。這樣,單個橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)可以是0,1,2,…,n,也就是說MMC最多能輸出的電平數(shù)為n+1。從該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以看到,MMC通過子模塊串聯(lián)很容易達(dá)到很大的電平數(shù)。而二極管鉗位型多電平換流器和電容鉗位型多電平換流器隨著電平數(shù)的增加,拓?fù)鋸?fù)雜程度將大大增加。2階梯波調(diào)制方法VSCHVDC輸電控制器根據(jù)設(shè)定的有功、無功功率和直流電壓等指令得到調(diào)制波(工頻正弦電壓波)。MMC的調(diào)制策略就是如何通過投入、切除子模塊來使MMC輸出的交流電壓逼近調(diào)制波。當(dāng)用于VSCHVDC輸電時,為了滿足高壓大功率的要求,需要的電平數(shù)很多,往往在幾十到上百電平,這種情況下諧波問題已不嚴(yán)重,階梯波調(diào)制就能達(dá)到很好的輸出特性,且其開關(guān)次數(shù)小于PWM,能夠明顯減少開關(guān)損耗。多電平階梯波調(diào)制有以下2類:多電平消諧波調(diào)制和電壓逼近調(diào)制。多電平消諧波調(diào)制根據(jù)不同的調(diào)制波幅值,利用基波和諧波解析表達(dá)式設(shè)定相應(yīng)的幾組開關(guān)角,工作時根據(jù)系統(tǒng)運行條件查表確定輸出哪組開關(guān)角,其優(yōu)點是能很好地控制諧波,缺點是動態(tài)特性差,計算量隨著電平數(shù)的增大而急劇增大,適用于電平數(shù)不太多的場合。電壓逼近調(diào)制策略有空間矢量控制(SVC)和最近電平逼近調(diào)制(NLM),其原理是使用最近的電壓矢量或電平瞬時逼近調(diào)制波,適用于電平數(shù)很多的場合。當(dāng)電平數(shù)太多時,電壓矢量數(shù)會很多,SVC的實現(xiàn)較復(fù)雜,因此,對用于VSCHVDC輸電的MMC(電平數(shù)極多),NLM具有相對的優(yōu)勢。3子模塊數(shù)的影響用uS(t)表示調(diào)制波的瞬時值,UC表示子模塊電容電壓的平均值。一個橋臂含有的子模塊數(shù)n通常是偶數(shù)。每個相單元中只有n個子模塊被投入。如果這n個子模塊由上、下橋臂平均分擔(dān),則該相單元輸出電壓為0。根據(jù)圖2,隨著調(diào)制波瞬時值從0開始升高,該相單元下橋臂處于投入狀態(tài)的子模塊需要逐漸增加,而上橋臂處于投入狀態(tài)的子模塊需要相應(yīng)地減少,使該相單元的輸出電壓跟隨調(diào)制波升高,將二者之差控制在±UC/2以內(nèi)?？梢奤C是影響NLM逼近性能的關(guān)鍵參數(shù)。本文根據(jù)最近電平逼近的思路提出NLM在MMC中的實現(xiàn)方法,在每個時刻,下橋臂和上橋臂需要投入的子模塊數(shù)ndown和nup可以分別表示為:ndown=n2+round(uSUC)(1)nup=n-ndown=n2-round(uSUC)(2)ndown=n2+round(uSUC)(1)nup=n?ndown=n2?round(uSUC)(2)式中:round(x)表示取與x最接近的整數(shù)。受子模塊數(shù)的限制,有0≤nup,ndown≤n。如果根據(jù)式(1)、式(2)算得的nup和ndown總在邊界值以內(nèi),稱NLM工作在正常工作區(qū)。一旦算得的某個nup和ndown超出了邊界值,則這時只能取相應(yīng)的邊界值。這意味著當(dāng)調(diào)制波升高到一定程度,受電平數(shù)限制,NLM已無法將MMC的輸出電壓與調(diào)制波電壓之差控制在±UC/2內(nèi),這時稱NLM進(jìn)入過調(diào)制區(qū)。4nant基波幅值m設(shè)調(diào)制波uS=msinωNt,由圖2知NLM的輸出電壓波形為1/4周期奇對稱,運用傅里葉級數(shù)理論,根據(jù)前1/4周期內(nèi)的一組開關(guān)角就可以得到NLM的基波和諧波解析表達(dá)式:ua(ωΝt)=4UCπ∞∑h=1,3,5,?1hua(ωNt)=4UCπ∑h=1,3,5,?∞1hcoshθ1+coshθ2+…+coshθssinhωNt(3)式中:θi為第1個1/4周期內(nèi)第i個電平階躍的電角度;s為第1個1/4周期內(nèi)的電平階躍數(shù),通常等于n/2。NLM的基波特性就是計算ua的基波幅值Ua1m逼近m的程度。使用反三角函數(shù)可以得到各開關(guān)角的解析表達(dá)式:{θ1=arcsin0.5UCmθ2=arcsin1.5UCm?θs=arcsin(min(round(mUC),n2)-0.5)UCm(4)將式(4)代入式(3)中得到基波幅值:Ua1m=4UCπ√1-(0.5UCm)2+√1-(1.5UCm)2+?+√1-[(min(round(mUC),n2)-0.5)UCm]2}(5)5不同放電幅值m的nlm基波的thdUdc=nUC,將Udc/2作為相電壓標(biāo)幺化的基準(zhǔn)值。對21電平系統(tǒng),UC=Udc/20;對51電平系統(tǒng)UC=Udc/50。圖3給出了4種不同電平數(shù)的NLM在不同調(diào)制波幅值m(標(biāo)幺值)下的Ua1m/m值,可以看到NLM的基波逼近能力在較大范圍內(nèi)都很好。從21電平到31電平,Ua1m/m的波動明顯減小;從41電平到51電平,Ua1m/m波動的減小已不明顯。隨著系統(tǒng)進(jìn)入過調(diào)制區(qū),Ua1m/m值會下降。圖4給出了4種不同電平數(shù)的NLM在不同的調(diào)制波幅值m下的電壓總諧波畸變率(THD)。21電平、31電平、41電平和51電平NLM的THD基本上分別小于5%,4%,3%和2%。隨著系統(tǒng)進(jìn)入過調(diào)制區(qū),THD值顯著上升。結(jié)合圖3和圖4,當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入嚴(yán)重過調(diào)制區(qū)時,其性能會明顯惡化。附錄A圖A1給出了21電平和41電平的2次～127次諧波(m=1),各次諧波幅值沒有明顯規(guī)律,但與基波相比都很小,基本上在1%以下。6節(jié)點電壓均衡控制搭建了基于NLM的21電平MMC仿真平臺,該仿真平臺是由MMC構(gòu)成的兩端VSCHVDC輸電系統(tǒng),能夠?qū)崿F(xiàn)2種模式:①子模塊直流儲能使用理想直流電壓源;②子模塊直流儲能使用電容器,其子模塊直流電壓波動較大,這將導(dǎo)致MMC輸出的階梯波畸變。NLM僅給出某橋臂投入的子模塊數(shù),并不具體給出投入哪些子模塊,這項功能由子模塊電容電壓均衡控制實現(xiàn)。在模式2中,對子模塊電容電壓使用如下的均衡控制策略:監(jiān)測各子模塊電容電壓值,在電平變化時刻,根據(jù)橋臂電流方向確定其對子模塊電容是充電還是放電,結(jié)合對子模塊電容電壓的排序,決定投入電容電壓偏低還是偏高的那些子模塊。仿真系統(tǒng)中通過選用適當(dāng)大小的電容值,將子模塊直流電壓波動控制在±10%以內(nèi)。仿真研究是針對圖1中ap點和an點的電壓,取VSCHVDC輸電系統(tǒng)整流側(cè)的電壓波形進(jìn)行分析的?？傊绷麟妷篣dc=400kV(±200kV),子模塊電容電壓額定值UC=20kV。調(diào)制波幅值m為180kV,其標(biāo)幺值在0.9左右。由圖5和圖6可見,使用NLM的MMC確實能很好地跟蹤調(diào)制波。圖7所示的THD仿真值與圖4所示的THD理論計算值基本吻合。用電容儲能時波形會畸變,THD會增大,但是只要將電容電壓波動控制在一定程度內(nèi),系統(tǒng)性能僅是略有下降。實際上,ap點和an點是經(jīng)過橋臂電抗與交流系統(tǒng)相連,這樣,圖1橋臂電抗器之后與交流系統(tǒng)相連的a點的THD小于ap點和an點,減小的程度由具體交流系統(tǒng)的諧波阻抗和橋臂電抗值共同決定。圖8為模式2的Uap和Uan的THD。7nlm的基波特性1)本文介紹了MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理。當(dāng)MMC用于VSCHVDC輸電領(lǐng)域時,需要的電平數(shù)很多,適合采用NLM。2)本文給出了MMC的NLM實現(xiàn)方法及其基波、諧波特性解析