開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)設(shè)計(jì)原理(完整版)實(shí)用資料

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開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)設(shè)計(jì)原理開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)設(shè)計(jì)原理（完整版）實(shí)用資料(可以直接使用，可編輯完整版實(shí)用資料，歡迎下載）譯者：smartway時(shí)間：2021-11-26664次閱讀【網(wǎng)友評(píng)論0條我要評(píng)論】

收藏電源網(wǎng)訊開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)設(shè)計(jì)1.緒論在開(kāi)關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換器中，功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間是根據(jù)輸入和輸出電壓來(lái)調(diào)節(jié)的。因而，功率轉(zhuǎn)換器是一種反映輸入與輸出的變化而使其導(dǎo)通時(shí)間被調(diào)制的獨(dú)立控制系統(tǒng)。由于理論近似，控制環(huán)的設(shè)計(jì)往往陷入復(fù)雜的方程式中，使開(kāi)關(guān)電源的控制設(shè)計(jì)面臨挑戰(zhàn)并且常常走入誤區(qū)。下面幾頁(yè)將展示控制環(huán)的簡(jiǎn)單化近似分析，首先大體了解開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)中影響性能的各種參數(shù)。給出一個(gè)實(shí)際的開(kāi)關(guān)電源作為演示以表明哪些器件與設(shè)計(jì)控制環(huán)的特性有關(guān)。測(cè)試結(jié)果和測(cè)量方法也包含在其中。

2.基本控制環(huán)概念2.1傳輸函數(shù)和博得圖系統(tǒng)的傳輸函數(shù)定義為輸出除以輸入。它由增益和相位因素組成并可以在博得圖上分別用圖形表示。整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)增益是環(huán)路里各個(gè)部分增益的乘積。在博得圖中，增益用對(duì)數(shù)圖表示。因?yàn)閮蓚€(gè)數(shù)的乘積的對(duì)數(shù)等于他們各自對(duì)數(shù)的和，他們的增益可以畫(huà)成圖相加。系統(tǒng)的相位是整個(gè)環(huán)路相移之和。2.2極點(diǎn)數(shù)學(xué)上，在傳輸方程式中，當(dāng)分母為零時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。在圖形上，當(dāng)增益以20dB每十倍頻的斜率開(kāi)始遞減時(shí)，在博得圖上會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。圖1舉例說(shuō)明一個(gè)低通濾波器通常在系統(tǒng)中產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。其傳輸函數(shù)和博得圖也一并給出。

2.3零點(diǎn)零點(diǎn)是頻域范圍內(nèi)的傳輸函數(shù)當(dāng)分子等于零時(shí)產(chǎn)生的。在博得圖中，零點(diǎn)發(fā)生在增益以20dB每十倍頻的斜率開(kāi)始遞增的點(diǎn)，并伴隨有90度的相位超前。圖2描述一個(gè)由高通濾波器電路引起的零點(diǎn)。

存在第二種零點(diǎn)，即右半平面零點(diǎn)，它引起相位滯后而非超前。伴隨著增益遞增，右半平面零點(diǎn)引起90度的相位滯后。右半平面零點(diǎn)經(jīng)常出現(xiàn)于BOOST和BUCK-BOOST轉(zhuǎn)換器中，所以，在設(shè)計(jì)反饋補(bǔ)償電路的時(shí)候要非常警惕，以使系統(tǒng)的穿越頻率大大低于右半平面零點(diǎn)的頻率。右半平面零點(diǎn)的博得圖見(jiàn)圖3。3.0開(kāi)關(guān)電源的理想增益相位圖設(shè)計(jì)任何控制系統(tǒng)首先必須清楚地定義出目標(biāo)。通常，這個(gè)目標(biāo)是建立一個(gè)簡(jiǎn)單的博得圖以達(dá)到最好的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)，最緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率和最好的穩(wěn)定性。理想的閉環(huán)博得圖應(yīng)該包含三個(gè)特性：足夠的相位裕量，寬的帶寬，和高增益。高的相位裕量能阻尼振蕩并縮短瞬態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間。寬的帶寬允許電源系統(tǒng)快速響應(yīng)線性和負(fù)載的突變。高的增益保證良好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率。3.1相位裕量參看圖4，相位裕量是在穿越頻率處相位高于0度的數(shù)量。這不同于大多數(shù)控制系統(tǒng)教科書(shū)里提出的從-180度開(kāi)始測(cè)量相位裕量。其中包括DC負(fù)反饋所提供的180度初始相移。在實(shí)際測(cè)量中，這180度相移在DC處被補(bǔ)償并允許相位裕量從0度開(kāi)始測(cè)量。根據(jù)奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù)，當(dāng)系統(tǒng)的相位裕量大于0度時(shí)，此系統(tǒng)是穩(wěn)定的。然而，有一個(gè)邊界穩(wěn)定區(qū)域存在，此處（指邊界穩(wěn)定區(qū)，譯注），系統(tǒng)由于瞬態(tài)響應(yīng)引起振蕩到經(jīng)過(guò)一個(gè)長(zhǎng)的調(diào)節(jié)時(shí)間最終穩(wěn)定下來(lái)。如果相位裕量小于45度，則系統(tǒng)在邊界穩(wěn)定。當(dāng)相位裕量超過(guò)45度時(shí)，能提供最好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，短的調(diào)節(jié)時(shí)間和最少過(guò)沖。3.2增益帶寬增益帶寬是指單位增益時(shí)的頻率，見(jiàn)圖4，增益帶寬就是穿越頻率Fcs。最大穿越頻率的主要限制因素是電源的開(kāi)關(guān)頻率。根據(jù)采樣定理，如果采樣頻率小于2倍信號(hào)頻率（更嚴(yán)謹(jǐn)一點(diǎn)的說(shuō)法是應(yīng)該小于2倍最大信號(hào)頻率，譯注），則被采樣的信息就不能被完全讀取。在開(kāi)關(guān)電源中，開(kāi)關(guān)頻率可以從輸出紋波中看得出來(lái)，它是錯(cuò)誤的信息，并且必須不被控制環(huán)路所傳遞。因此，系統(tǒng)的穿越頻率必須小于開(kāi)關(guān)頻率的一半，否則，開(kāi)關(guān)噪聲和紋波會(huì)扭曲輸出電壓中想要得到的信息，并導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。3.3增益高的系統(tǒng)增益對(duì)于保證好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率提供重要貢獻(xiàn)。它能夠使PWM比較器在響應(yīng)輸入輸出電壓的變化時(shí)精確地改變電源開(kāi)關(guān)的占空比，通常，需要在決定高增益和低相位裕量之間做出權(quán)衡。4.實(shí)際設(shè)計(jì)分析舉例用經(jīng)典環(huán)路控制分析方法，開(kāi)關(guān)調(diào)整器的控制環(huán)分為四個(gè)主要部分：輸出濾波器，PWM電路，誤差放大器補(bǔ)償和反饋。圖5用方塊圖舉例說(shuō)明這四部分，圖6舉例說(shuō)明一個(gè)開(kāi)關(guān)電源電路圖。

首先，輸出電壓被反饋網(wǎng)絡(luò)降壓，然后把這個(gè)反饋電壓送入誤差放大器，使之與基準(zhǔn)電壓相比較而產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓信號(hào)。脈寬調(diào)制部分拾取這個(gè)誤差電壓并且把它與功率變壓器的電流相比較并轉(zhuǎn)化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調(diào)制的數(shù)量。輸出濾波器部分使來(lái)自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑，使反饋控制環(huán)完善。下面確定每一部分的增益和相位，并把他們聯(lián)合起來(lái)形成系統(tǒng)的傳輸函數(shù)和系統(tǒng)的增益相位點(diǎn)。4.1反饋網(wǎng)絡(luò)H(s)反饋網(wǎng)絡(luò)把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平，其傳輸式按簡(jiǎn)單的電阻分壓式得到：4.2輸出濾波部分G1(S)在電流模式控制系統(tǒng)中，輸出電流被調(diào)節(jié)以達(dá)到目標(biāo)的輸出電壓。輸出濾波部分把脈動(dòng)的輸出電流轉(zhuǎn)換為目標(biāo)輸出電壓。小信號(hào)分析得到：輸出電容的ESR和反饋網(wǎng)絡(luò)的電阻（R1+R2=RFB）反映出輸出濾波器傳輸函數(shù)的特性。圖7的電路分析給出ESR和RSENSE的影響。傳輸函數(shù)G1(S)給出RFB的初始低頻增益。這個(gè)增益在fPOLE=1/2*π*（RFB+ESR）*C處開(kāi)始滾降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C變?yōu)樗?。G1(S)的博得圖見(jiàn)圖8。4.3PWM電路部分G2(S)光耦電路把誤差放大網(wǎng)路產(chǎn)生的誤差信號(hào)傳輸?shù)街鬟?。AS3842PWM電路把這個(gè)誤差電壓與通過(guò)主邊功率變壓器的電流進(jìn)行比較。然后功率場(chǎng)效應(yīng)管的占空比被調(diào)制，以提供足夠的電流到副邊來(lái)維持想要的輸出。光耦的小信號(hào)傳輸函數(shù)是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5（原文誤為R6，式5一并改為R5，譯注）是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻，并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗（此句應(yīng)該理解為R5是這個(gè)AS3842開(kāi)關(guān)電源電路中，誤差放大器部分的輸出阻抗，譯注）。這一點(diǎn)在應(yīng)用文檔“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COMP腳的傳輸函數(shù)是：VCATHODE是AS431的陰極電壓，也就是誤差補(bǔ)償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6，譯注)是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當(dāng)其試圖拉電流超過(guò)它的最大輸出電流時(shí)的輸出阻抗。當(dāng)誤差信號(hào)傳遞到補(bǔ)償腳以后，將其與電流檢測(cè)信號(hào)比較。圖9表示一個(gè)電流檢測(cè)比較器和開(kāi)關(guān)部分的簡(jiǎn)單框圖：在閉環(huán)系統(tǒng)中，VCOMP與ISENSE維持同樣的電平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的調(diào)節(jié)：從ISECONDARY以后（見(jiàn)圖9），副邊電流或者說(shuō)輸出電流與主邊電流成比例，把等式（4）重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關(guān)系。結(jié)合等式（3）和（6）得到PWM部分的傳輸函數(shù)：

傳輸函數(shù)G2(s)僅包含增益沒(méi)有相移。

4.4誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)G3(S)一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數(shù)確定下來(lái)，然后可以設(shè)定誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以取得最優(yōu)化的系統(tǒng)性能。圖10例舉出一個(gè)在低頻時(shí)提供高的頻率滾降和高增益的補(bǔ)償方案。這個(gè)補(bǔ)償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補(bǔ)償，它有很高的直流增益和易控的滾降。4.5整個(gè)系統(tǒng)因?yàn)檫@是一個(gè)線性系統(tǒng)，可以用疊加的方法得到整個(gè)系統(tǒng)的傳輸函數(shù)。通過(guò)把整個(gè)環(huán)路各部分的增益和相位疊加起來(lái)，產(chǎn)生整個(gè)系統(tǒng)的博得圖。通過(guò)放置補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)和零點(diǎn)使系統(tǒng)的性能最優(yōu)化。圖11把各部分的博得圖結(jié)合起來(lái)，負(fù)反饋系統(tǒng)的180度相移也加入進(jìn)來(lái)了。5.測(cè)量結(jié)果構(gòu)造一個(gè)150W的電流模式正激轉(zhuǎn)換器，經(jīng)過(guò)修正的小信號(hào)環(huán)路特性顯示出它在系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)所起的作用。圖13（原文誤為圖12，譯注）給出它的增益－相位圖。與圖11所展示的一樣，獲得了相同的博得圖曲線。此增益相位圖顯示這個(gè)系統(tǒng)有86.7度的相位裕量。意味著穩(wěn)定的系統(tǒng)有快速的瞬態(tài)響應(yīng)。圖15（原文誤為圖13，譯注）給出系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。為了展示相位裕量的作用，通過(guò)增加整個(gè)系統(tǒng)的增益和提高穿越頻率，系統(tǒng)的相位裕量會(huì)減少。穿越頻率提高時(shí)系統(tǒng)的相位裕量在減少。圖12（原文誤為圖14，譯注）給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量（65度）時(shí)的系統(tǒng)博得圖。其瞬態(tài)響應(yīng)見(jiàn)圖14（原文誤為圖15，譯注），注意更少的相位裕量導(dǎo)致更大的振蕩和更長(zhǎng)的調(diào)節(jié)時(shí)間。表1比較了這兩個(gè)不同增益大小的系統(tǒng)之間線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率的變化。正如前面所述，高的環(huán)路增益得到更緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率。還應(yīng)該注意需在高的相位裕量和較低的環(huán)路增益之間取得平衡。圖12

圖13

圖14

圖15

6.測(cè)量方法為了保證準(zhǔn)確的結(jié)果，測(cè)試信號(hào)接入節(jié)點(diǎn)的阻抗必須大于它的輸出阻抗。在圖6的測(cè)試電路中，誤差放大器在副邊，PWM電路在主邊。測(cè)試信號(hào)在光耦的輸出和AS3842的VCOMP輸入之前接入。輸入阻抗是從VCOMP腳看入時(shí)的阻抗，輸出阻抗是光耦的輸出阻抗。在其他誤差放大器和PWM電路沒(méi)有隔離的應(yīng)用中，測(cè)試信號(hào)可以在輸出濾波電容之后接入，使其與誤差放大器的輸入相串聯(lián)。開(kāi)關(guān)電源控制環(huán)設(shè)計(jì)資料來(lái)源:Switchingpowersupplycontrolloopdesign(ASTEC-ApplicationNote5譯者:smartway1.緒論在開(kāi)關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換器中,功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間是根據(jù)輸入和輸出電壓來(lái)調(diào)節(jié)的。因而,功率轉(zhuǎn)換器是一種反映輸入與輸出的變化而使其導(dǎo)通時(shí)間被調(diào)制的獨(dú)立控制系統(tǒng)。由于理論近似,控制環(huán)的設(shè)計(jì)往往陷入復(fù)雜的方程式中,使開(kāi)關(guān)電源的控制設(shè)計(jì)面臨挑戰(zhàn)并且常常走入誤區(qū)。下面幾頁(yè)將展示控制環(huán)的簡(jiǎn)單化近似分析,首先大體了解開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)中影響性能的各種參數(shù)。給出一個(gè)實(shí)際的開(kāi)關(guān)電源作為演示以表明哪些器件與設(shè)計(jì)控制環(huán)的特性有關(guān)。測(cè)試結(jié)果和測(cè)量方法也包含在其中。2.基本控制環(huán)概念2.1傳輸函數(shù)和博得圖系統(tǒng)的傳輸函數(shù)定義為輸出除以輸入。它由增益和相位因素組成并可以在博得圖上分別用圖形表示。整個(gè)系統(tǒng)的閉環(huán)增益是環(huán)路里各個(gè)部分增益的乘積。在博得圖中,增益用對(duì)數(shù)圖表示。因?yàn)閮蓚€(gè)數(shù)的乘積的對(duì)數(shù)等于他們各自對(duì)數(shù)的和,他們的增益可以畫(huà)成圖相加。系統(tǒng)的相位是整個(gè)環(huán)路相移之和。2.2極點(diǎn)數(shù)學(xué)上,在傳輸方程式中,當(dāng)分母為零時(shí)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。在圖形上,當(dāng)增益以20dB每十倍頻的斜率開(kāi)始遞減時(shí),在博得圖上會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。圖1舉例說(shuō)明一個(gè)低通濾波器通常在系統(tǒng)中產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。其傳輸函數(shù)和博得圖也一并給出。2.3零點(diǎn)零點(diǎn)是頻域范圍內(nèi)的傳輸函數(shù)當(dāng)分子等于零時(shí)產(chǎn)生的。在博得圖中,零點(diǎn)發(fā)生在增益以20dB每十倍頻的斜率開(kāi)始遞增的點(diǎn),并伴隨有90度的相位超前。圖2描述一個(gè)由高通濾波器電路引起的零點(diǎn)。存在第二種零點(diǎn),即右半平面零點(diǎn),它引起相位滯后而非超前。伴隨著增益遞增,右半平面零點(diǎn)引起90度的相位滯后。右半平面零點(diǎn)經(jīng)常出現(xiàn)于BOOST和BUCK-BOOST轉(zhuǎn)換器中,所以,在設(shè)計(jì)反饋補(bǔ)償電路的時(shí)候要非常警惕,以使系統(tǒng)的穿越頻率大大低于右半平面零點(diǎn)的頻率。右半平面零點(diǎn)的博得圖見(jiàn)圖3。3.0開(kāi)關(guān)電源的理想增益相位圖設(shè)計(jì)任何控制系統(tǒng)首先必須清楚地定義出目標(biāo)。通常,這個(gè)目標(biāo)是建立一個(gè)簡(jiǎn)單的博得圖以達(dá)到最好的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng),最緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率和最好的穩(wěn)定性。理想的閉環(huán)博得圖應(yīng)該包含三個(gè)特性:足夠的相位裕量,寬的帶寬,和高增益。高的相位裕量能阻尼振蕩并縮短瞬態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間。寬的帶寬允許電源系統(tǒng)快速響應(yīng)線性和負(fù)載的突變。高的增益保證良好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率。3.1相位裕量參看圖4,相位裕量是在穿越頻率處相位高于0度的數(shù)量。這不同于大多數(shù)控制系統(tǒng)教科書(shū)里提出的從-180度開(kāi)始測(cè)量相位裕量。其中包括DC負(fù)反饋所提供的180度初始相移。在實(shí)際測(cè)量中,這180度相移在DC處被補(bǔ)償并允許相位裕量從0度開(kāi)始測(cè)量。根據(jù)奈奎斯特穩(wěn)定性判據(jù),當(dāng)系統(tǒng)的相位裕量大于0度時(shí),此系統(tǒng)是穩(wěn)定的。然而,有一個(gè)邊界穩(wěn)定區(qū)域存在,此處(指邊界穩(wěn)定區(qū),譯注,系統(tǒng)由于瞬態(tài)響應(yīng)引起振蕩到經(jīng)過(guò)一個(gè)長(zhǎng)的調(diào)節(jié)時(shí)間最終穩(wěn)定下來(lái)。如果相位裕量小于45度,則系統(tǒng)在邊界穩(wěn)定。當(dāng)相位裕量超過(guò)45度時(shí),能提供最好的動(dòng)態(tài)響應(yīng),短的調(diào)節(jié)時(shí)間和最少過(guò)沖。3.2增益帶寬增益帶寬是指單位增益時(shí)的頻率,見(jiàn)圖4,增益帶寬就是穿越頻率Fcs。最大穿越頻率的主要限制因素是電源的開(kāi)關(guān)頻率。根據(jù)采樣定理,如果采樣頻率小于2倍信號(hào)頻率(更嚴(yán)謹(jǐn)一點(diǎn)的說(shuō)法是應(yīng)該小于2倍最大信號(hào)頻率,譯注,則被采樣的信息就不能被完全讀取。在開(kāi)關(guān)電源中,開(kāi)關(guān)頻率可以從輸出紋波中看得出來(lái),它是錯(cuò)誤的信息,并且必須不被控制環(huán)路所傳遞。因此,系統(tǒng)的穿越頻率必須小于開(kāi)關(guān)頻率的一半,否則,開(kāi)關(guān)噪聲和紋波會(huì)扭曲輸出電壓中想要得到的信息,并導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。3.3增益高的系統(tǒng)增益對(duì)于保證好的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率提供重要貢獻(xiàn)。它能夠使PWM比較器在響應(yīng)輸入輸出電壓的變化時(shí)精確地改變電源開(kāi)關(guān)的占空比,通常,需要在決定高增益和低相位裕量之間做出權(quán)衡。4.實(shí)際設(shè)計(jì)分析舉例用經(jīng)典環(huán)路控制分析方法,開(kāi)關(guān)調(diào)整器的控制環(huán)分為四個(gè)主要部分:輸出濾波器,PWM電路,誤差放大器補(bǔ)償和反饋。圖5用方塊圖舉例說(shuō)明這四部分,圖6舉例說(shuō)明一個(gè)開(kāi)關(guān)電源電路圖。首先,輸出電壓被反饋網(wǎng)絡(luò)降壓,然后把這個(gè)反饋電壓送入誤差放大器,使之與基準(zhǔn)電壓相比較而產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓信號(hào)。脈寬調(diào)制部分拾取這個(gè)誤差電壓并且把它與功率變壓器的電流相比較并轉(zhuǎn)化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調(diào)制的數(shù)量。輸出濾波器部分使來(lái)自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑,使反饋控制環(huán)完善。下面確定每一部分的增益和相位,并把他們聯(lián)合起來(lái)形成系統(tǒng)的傳輸函數(shù)和系統(tǒng)的增益相位點(diǎn)。4.1反饋網(wǎng)絡(luò)H(s反饋網(wǎng)絡(luò)把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平,其傳輸式按簡(jiǎn)單的電阻分壓式得到:4.2輸出濾波部分G1(S在電流模式控制系統(tǒng)中,輸出電流被調(diào)節(jié)以達(dá)到目標(biāo)的輸出電壓。輸出濾波部分把脈動(dòng)的輸出電流轉(zhuǎn)換為目標(biāo)輸出電壓。小信號(hào)分析得到:輸出電容的ESR和反饋網(wǎng)絡(luò)的電阻(R1+R2=RFB反映出輸出濾波器傳輸函數(shù)的特性。圖7的電路分析給出ESR和RSENSE的影響。傳輸函數(shù)G1(S給出RFB的初始低頻增益。這個(gè)增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR*C處開(kāi)始滾降,并在fZERO=1/2*π*ESR*C變?yōu)樗?。G1(S的博得圖見(jiàn)圖8。4.3PWM電路部分G2(S光耦電路把誤差放大網(wǎng)路產(chǎn)生的誤差信號(hào)傳輸?shù)街鬟叀S3842PWM電路把這個(gè)誤差電壓與通過(guò)主邊功率變壓器的電流進(jìn)行比較。然后功率場(chǎng)效應(yīng)管的占空比被調(diào)制,以提供足夠的電流到副邊來(lái)維持想要的輸出。光耦的小信號(hào)傳輸函數(shù)是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5(原文誤為R6,式5一并改為R5,譯注是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻,并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗(此句應(yīng)該理解為R5是這個(gè)AS3842開(kāi)關(guān)電源電路中,誤差放大器部分的輸出阻抗,譯注。這一點(diǎn)在應(yīng)用文檔“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COMP腳的傳輸函數(shù)是:VCATHODE是AS431的陰極電壓,也就是誤差補(bǔ)償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6,譯注是與光耦的二極管串聯(lián)的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當(dāng)其試圖拉電流超過(guò)它的最大輸出電流時(shí)的輸出阻抗。當(dāng)誤差信號(hào)傳遞到補(bǔ)償腳以后,將其與電流檢測(cè)信號(hào)比較。圖9表示一個(gè)電流檢測(cè)比較器和開(kāi)關(guān)部分的簡(jiǎn)單框圖:在閉環(huán)系統(tǒng)中,VCOMP與ISENSE維持同樣的電平.因此,IPRIMARY被VCOMP有效的調(diào)節(jié):從ISECONDARY以后(見(jiàn)圖9,副邊電流或者說(shuō)輸出電流與主邊電流成比例,把等式(4重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關(guān)系.結(jié)合等式(3和(6得到PWM部分的傳輸函數(shù):傳輸函數(shù)G2(s僅包含增益沒(méi)有相移.4.4誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)G3(S一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數(shù)確定下來(lái),然后可以設(shè)定誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)以取得最優(yōu)化的系統(tǒng)性能.圖10例舉出一個(gè)在低頻時(shí)提供高的頻率滾降和高增益的補(bǔ)償方案.這個(gè)補(bǔ)償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補(bǔ)償,它有很高的直流增益和易控的滾降.4.5整個(gè)系統(tǒng)因?yàn)檫@是一個(gè)線性系統(tǒng),可以用疊加的方法得到整個(gè)系統(tǒng)的傳輸函數(shù).通過(guò)把整個(gè)環(huán)路各部分的增益和相位疊加起來(lái),產(chǎn)生整個(gè)系統(tǒng)的博得圖.通過(guò)放置補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)和零點(diǎn)使系統(tǒng)的性能最優(yōu)化.圖11把各部分的博得圖結(jié)合起來(lái),負(fù)反饋系統(tǒng)的180度相移也加入進(jìn)來(lái)了.5.測(cè)量結(jié)果構(gòu)造一個(gè)150W的電流模式正激轉(zhuǎn)換器,經(jīng)過(guò)修正的小信號(hào)環(huán)路特性顯示出它在系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)所起的作用.圖13(原文誤為圖12,譯注給出它的增益-相位圖.與圖11所展示的一樣,獲得了相同的博得圖曲線.此增益相位圖顯示這個(gè)系統(tǒng)有86.7度的相位裕量.意味著穩(wěn)定的系統(tǒng)有快速的瞬態(tài)響應(yīng).圖15(原文誤為圖13,譯注給出系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng).為了展示相位裕量的作用,通過(guò)增加整個(gè)系統(tǒng)的增益和提高穿越頻率,系統(tǒng)的相位裕量會(huì)減少.穿越頻率提高時(shí)系統(tǒng)的相位裕量在減少.圖12(原文誤為圖14,譯注給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量(65度時(shí)的系統(tǒng)博得圖.其瞬態(tài)響應(yīng)見(jiàn)圖14(原文誤為圖15,譯注,注意更少的相位裕量導(dǎo)致更大的振蕩和更長(zhǎng)的調(diào)節(jié)時(shí)間.表1比較了這兩個(gè)不同增益大小的系統(tǒng)之間線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率的變化.正如前面所述,高的環(huán)路增益得到更緊密的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)率.還應(yīng)該注意需在高的相位裕量和較低的環(huán)路增益之間取得平衡.6.測(cè)量方法為了保證準(zhǔn)確的結(jié)果,測(cè)試信號(hào)接入節(jié)點(diǎn)的阻抗必須大于它的輸出阻抗.在圖6的測(cè)試電路中,誤差放大器在副邊,PWM電路在主邊.測(cè)試信號(hào)在光耦的輸出和AS3842的VCOMP輸入之前接入.輸入阻抗是從VCOMP腳看入時(shí)的阻抗,輸出阻抗是光耦的輸出阻抗.在其他誤差放大器和PWM電路沒(méi)有隔離的應(yīng)用中,測(cè)試信號(hào)可以在輸出濾波電容之后接入,使其與誤差放大器的輸入相串聯(lián).全文完2006-6-6開(kāi)關(guān)電源EMI濾波器原理與設(shè)計(jì)研究魏應(yīng)冬，吳燮華(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，浙江

杭州

310027）摘要：在開(kāi)關(guān)電源中，EMI濾波器對(duì)共模和差模傳導(dǎo)噪聲的抑制起著顯著的作用。在研究濾波器原理的基礎(chǔ)上，探討了一種對(duì)共模、差模信號(hào)進(jìn)行獨(dú)立分析，分別建模的方法，最后基于此提出了一種EMI濾波器的設(shè)計(jì)程序。關(guān)鍵詞：開(kāi)關(guān)電源；EMI濾波器；共模；差模0

引言

高頻開(kāi)關(guān)電源由于其在體積、重量、功率密度、效率等方面的諸多優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用于工業(yè)、國(guó)防、家電產(chǎn)品等各個(gè)領(lǐng)域。在開(kāi)關(guān)電源應(yīng)用于交流電網(wǎng)的場(chǎng)合，整流電路往往導(dǎo)致輸入電流的斷續(xù)，這除了大大降低輸入功率因數(shù)外，還增加了大量高次諧波。同時(shí)，開(kāi)關(guān)電源中功率開(kāi)關(guān)管的高速開(kāi)關(guān)動(dòng)作（從幾十kHz到數(shù)MHz），形成了EMI（electromagneticinterference）騷擾源。從已發(fā)表的開(kāi)關(guān)電源論文可知，在開(kāi)關(guān)電源中主要存在的干擾形式是傳導(dǎo)干擾和近場(chǎng)輻射干擾，傳導(dǎo)干擾還會(huì)注入電網(wǎng)，干擾接入電網(wǎng)的其他設(shè)備。

減少傳導(dǎo)干擾的方法有很多，諸如合理鋪設(shè)地線，采取星型鋪地，避免環(huán)形地線，盡可能減少公共阻抗；設(shè)計(jì)合理的緩沖電路；減少電路雜散電容等。除此之外，可以利用EMI濾波器衰減電網(wǎng)與開(kāi)關(guān)電源對(duì)彼此的噪聲干擾。

EMI騷擾通常難以精確描述，濾波器的設(shè)計(jì)通常是通過(guò)反復(fù)迭代，計(jì)算制作以求逐步逼近設(shè)計(jì)要求。本文從EMI濾波原理入手，分別通過(guò)對(duì)其共模和差模噪聲模型的分析，給出實(shí)際工作中設(shè)計(jì)濾波器的方法，并分步驟給出設(shè)計(jì)實(shí)例。1

EMI濾波器設(shè)計(jì)原理

在開(kāi)關(guān)電源中，主要的EMI騷擾源是功率半導(dǎo)體器件開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的dv/dt和di/dt，因而電磁發(fā)射EME(ElectromagneticEmission)通常是寬帶的噪聲信號(hào)，其頻率范圍從開(kāi)關(guān)工作頻率到幾MHz。所以，傳導(dǎo)型電磁環(huán)境（EME）的測(cè)量，正如很多國(guó)際和國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定，頻率范圍在0.15～30MHz。設(shè)計(jì)EMI濾波器，就是要對(duì)開(kāi)關(guān)頻率及其高次諧波的噪聲給予足夠的衰減?；谏鲜鰳?biāo)準(zhǔn)，通常情況下只要考慮將頻率高于150kHz的EME衰減至合理范圍內(nèi)即可。

在數(shù)字信號(hào)處理領(lǐng)域普遍認(rèn)同的低通濾波器概念同樣適用于電力電子裝置中。簡(jiǎn)言之，EMI濾波器設(shè)計(jì)可以理解為要滿足以下要求：

1）規(guī)定要求的阻帶頻率和阻帶衰減；（滿足某一特定頻率fstop有需要Hstop的衰減）；

2）對(duì)電網(wǎng)頻率低衰減（滿足規(guī)定的通帶頻率和通帶低衰減）；3）低成本。1.1

常用低通濾波器模型

EMI濾波器通常置于開(kāi)關(guān)電源與電網(wǎng)相連的前端,是由串聯(lián)電抗器和并聯(lián)電容器組成的低通濾波器。如圖1所示，噪聲源等效阻抗為Zsource、電網(wǎng)等效阻抗為Zsink。濾波器指標(biāo)（fstop和Hstop）可以由一階、二階或三階低通濾波器實(shí)現(xiàn)，濾波器傳遞函數(shù)的計(jì)算通常在高頻下近似，也就是說(shuō)對(duì)于n階濾波器，忽略所有ωk相關(guān)項(xiàng)（當(dāng)k<n），只取含ωn相關(guān)項(xiàng)。表1列出了幾種常見(jiàn)的濾波器拓?fù)浼捌鋫鬟f函數(shù)。特別要注意的是要考慮輸入、輸出阻抗不匹配給濾波特性帶來(lái)的影響。圖1

濾波器設(shè)計(jì)等效電路表1

幾種濾波器模型及傳遞函數(shù)1.2

EMI濾波器等效電路

傳導(dǎo)型EMI噪聲包含共模（CM）噪聲和差模(DM)噪聲兩種。共模噪聲存在于所有交流相線(L、N)和共模地(E)之間，其產(chǎn)生來(lái)源被認(rèn)為是兩電氣回路之間絕緣泄漏電流以及電磁場(chǎng)耦合等；差模噪聲存在于交流相線(L、N)之間，產(chǎn)生來(lái)源是脈動(dòng)電流，開(kāi)關(guān)器件的振鈴電流以及二極管的反向恢復(fù)特性。這兩種模式的傳導(dǎo)噪聲來(lái)源不同，傳導(dǎo)途徑也不同，因而共模濾波器和差模濾波器應(yīng)當(dāng)分別設(shè)計(jì)。

顯然，針對(duì)兩種不同模式的傳導(dǎo)噪聲，將其分離并分別測(cè)量出實(shí)際水平是十分必要的，這將有利于確定那種模式的噪聲占主要部分，并相應(yīng)地體現(xiàn)在對(duì)應(yīng)的濾波器設(shè)計(jì)過(guò)程中，實(shí)現(xiàn)參數(shù)優(yōu)化。在文獻(xiàn)[6]和[7]中，提供了兩種用于區(qū)分共模和差模噪聲的噪聲分離器，他們能有選擇地對(duì)共模或差模噪聲至少衰減50dB，因而可有效地測(cè)量出共模和差模成分。分離器的原理和使用超出了本文的討論范圍，詳細(xì)內(nèi)容可見(jiàn)參考文獻(xiàn)[6]和[7]。

以一種常用的濾波器拓?fù)洹矆D2(a)〕為例，分別對(duì)共模、差模噪聲濾波器等效電路進(jìn)行分析。圖2(b)及圖2(c)分別代表濾波器共模衰減和差模衰減等效電路。分析電路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪聲，理想的共模扼流電感LC只用于抑制共模噪聲。但是，由于實(shí)際的LC繞制的不對(duì)稱，在兩組LC之間存在有漏感Lg也可用于抑制差模噪聲。Cy即可抑制共模干擾、又可抑制差模噪聲，只是由于差模抑制電容Cx2遠(yuǎn)大于Cy，Cy對(duì)差模抑制可忽略不計(jì)。同樣，LD既可抑制共模干擾、又可抑制差模干擾，但LD遠(yuǎn)小于LC，因而對(duì)共模噪聲抑制作用也相對(duì)很小。（a）常用的濾波器拓?fù)洌╞）共模衰減等效電路（c）差模衰減等效電路圖2

一種常用的濾波器拓?fù)?/p>

由表1和圖2可以推出，對(duì)于共模等效電路，濾波器模型為一個(gè)二階LC型低通濾波器，將等效共模電感記為L(zhǎng)CM，等效共模電容記為CCM，則有

LCM=LC＋LD（1）

CCM=2Cy（2）

對(duì)于差模等效電路，濾波器模型為一個(gè)三階CLC型低通濾波器,將等效差模電感記為L(zhǎng)DM，等效差模電容記為CDM（令Cx1=Cx2且認(rèn)為Cy/2<<Cx2），則有

LDM=2LD＋Lg（3）CDM=Cx1=Cx2（4）

LC型濾波器截止頻率計(jì)算公式為

fR,CM=（5）

將式（1）及式（2）代入式（5），則有

fR,CM=≈（LC>>LD）（6）

CLC型濾波器截止頻率計(jì)算公式為

fR,DM=（7）

將式（3）及式（4）代入式（7），則有

fR,DM=（8）

在噪聲源阻抗和電網(wǎng)阻抗均確定，且相互匹配的情況下，EMI濾波器對(duì)共模和差模噪聲的抑制作用，如圖3所示。圖3

濾波器差模與共模衰減2

設(shè)計(jì)EMI濾波器的實(shí)際方法2.1

設(shè)計(jì)中的幾點(diǎn)考慮

EMI濾波器的效果不但依賴于其自身，還與噪聲源阻抗及電網(wǎng)阻抗有關(guān)。電網(wǎng)阻抗Zsink通常利用靜態(tài)阻抗補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)(LISN)來(lái)校正，接在濾波器與電網(wǎng)之間，包括電感、電容和一個(gè)50Ω電阻，從而保證電網(wǎng)阻抗可由已知標(biāo)準(zhǔn)求出。而EMI源阻抗則取決于不同的變換器拓?fù)湫问健?/p>

以典型的反激式開(kāi)關(guān)電源為例，如圖4（a）所示，其全橋整流電路電流為斷續(xù)狀態(tài)，電流電壓波形如圖5所示。對(duì)于共模噪聲，圖4(b)所示Zsource可以看作一個(gè)電流源IS和一個(gè)高阻抗ZP并聯(lián)；圖4(c)中對(duì)于差模噪聲，取決于整流橋二極管通斷情況，Zsource有兩種狀態(tài)：當(dāng)其中任意兩只二極管導(dǎo)通時(shí)，Zsource等效為一個(gè)電壓源VS與一個(gè)低值阻抗ZS串連；當(dāng)二極管全部截止時(shí)，等效為一個(gè)電流源IS和一個(gè)高阻抗ZP并聯(lián)。因而噪聲源差模等效阻抗Zsource以2倍工頻頻率在上述兩種狀態(tài)切換[2]。（a）典型反激式開(kāi)關(guān)電源（b）共模噪聲源等效電路（c）差模噪聲源等效電路圖4

典型反激式開(kāi)關(guān)電源及其噪聲源等效電路圖5

電源輸入端電壓、電流波形

在前述設(shè)計(jì)過(guò)程中，EMI濾波器元件（電感、電容）均被看作是理想的。然而由于實(shí)際元件存在寄生參數(shù)，比如電容的寄生電感，電感間的寄生電容，以及PCB板布線存在的寄生參數(shù)，實(shí)際的高頻特性往往與理想元件仿真有較大的差異。這涉及到EMC高頻建模等諸多問(wèn)題，模型的參數(shù)往往較難確定，所以，本文僅考慮EMI濾波器的低頻抑制特性，而高頻建?？蓞⒖次墨I(xiàn)[8]等。故ZS及ZP取值與這些寄生電容、電感以及整流橋等效電容等寄生參數(shù)有關(guān)，直接采用根據(jù)電路拓?fù)浼皡?shù)建模的方案求解源阻抗難以實(shí)現(xiàn)，因而，在設(shè)計(jì)中往往采用實(shí)際測(cè)量Zsource。2.2

實(shí)際設(shè)計(jì)步驟

EMI濾波器設(shè)計(jì)往往要求在實(shí)現(xiàn)抑制噪聲的同時(shí)，自身體積要盡可能小，成本要盡可能低廉。同時(shí)，濾波效果也取決于實(shí)際的噪聲水平的高低，分析共模和差模噪聲的干擾權(quán)重，為此，在設(shè)計(jì)前要求確定以下參量，以實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)的優(yōu)化。

1）測(cè)量干擾源等效阻抗Zsource和電網(wǎng)等效阻抗。實(shí)際過(guò)程中往往是依靠理論和經(jīng)驗(yàn)的指導(dǎo)，先作出電源的PCB板，這是因?yàn)楣材！⒉钅５脑肼曉春透蓴_途徑互不相同，電路板走線的微小差異都可能導(dǎo)致很大EME變化。

2）測(cè)量出未加濾波器前的干擾噪聲頻譜，并利用噪聲分離器將共模噪聲VMEASUREE,CM和差模噪聲Vmeasure,CM分離，做出相應(yīng)的干擾頻譜。

接著就可以進(jìn)行實(shí)際的設(shè)計(jì)了，仍以本文中提出的濾波器模型為例，步驟如下。

（1）依照式（9）計(jì)算濾波器所需要的共模、差模衰減，并做出曲線Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f，其中Vmeasure，CM和Vmeasure，DM已經(jīng)測(cè)得，Vstandard，CM和Vstandard，DM可參照傳導(dǎo)EMI干擾國(guó)標(biāo)設(shè)定。加上3dB的原因在于用噪音分離器的測(cè)量值比實(shí)際值要大3dB。

(Vreq,CM)dB=(Vmeasure,CM)－(Vstandard,CM)＋3dB

(Vreq,DM)dB=(Vmeasure,DM)－(Vstandard,DM)＋3dB（9）

（2）由圖3可知，斜率分別為40dB/dec和60dB/dec的兩條斜線與頻率軸的交點(diǎn)即為fR,CM和fR，DM。作Vmeasure，CM－f和Vmeasure，DM－f的切線，切線斜率分別為40dB/dec和60dB/dec，比較可知，只要測(cè)量他們與頻率軸的交點(diǎn)，即可得出fR,CM和fR，DM，圖6所示為其示意圖。（a）實(shí)線為共模目標(biāo)衰減；虛線為斜率為40dB/dec切線（b）實(shí)線為差模目標(biāo)衰減；虛線為斜率為60dB/dec切線圖6

fR,DM與fR,CM的確定

（3）濾波器元件參數(shù)設(shè)計(jì)

——共模參數(shù)的選取

Cy接在相線和大地之間，該電容器容量過(guò)大將會(huì)造成漏電流過(guò)大，安全性降低。對(duì)漏電流要求越小越好，安全標(biāo)準(zhǔn)通常為幾百μA到幾mA。

EMI對(duì)地漏電流Iy計(jì)算公式為

Iy=2πfCVc（10）式中：f為電網(wǎng)頻率。

在本例中，Vc是電容Cy上的壓降，f=50Hz，C=2Cy，Vc=220/2=110V，則

Cy=（11）若設(shè)定對(duì)地漏電流為0.15mA，可求得Cy≈2200pF。將Cy代入步驟（2）中求得fR,CM值，再將fR,CM代入式（6）中可得

Lc=（12）

——差模參數(shù)選取

由式（8）可知，Cx1，Cx2，以及LD的選取沒(méi)有唯一解，允許設(shè)計(jì)者有一定的自由度。

由圖2可知，共模電感Lc的漏感Lg也可抑制差模噪聲，有時(shí)為了簡(jiǎn)化濾波器，也可以省去LD。經(jīng)驗(yàn)表明，漏感Lg量值多為L(zhǎng)c量值的0.5％～2％。Lg可實(shí)測(cè)獲得。此時(shí)，相應(yīng)地Cx1、Ccx2值要更大。3

結(jié)語(yǔ)

本文的論述是基于低通濾波器的低頻模型分析。由于實(shí)際元件寄生參數(shù)的影響，尤其在高頻段更加顯著，因而往往需要在第一次確定參數(shù)之后反復(fù)修正參數(shù)，以及使用低ESR和ESL的電容，優(yōu)化繞制磁芯的材料和工藝，逐步逼近要求的技術(shù)指標(biāo)。

由于只涉及到單級(jí)濾波器的設(shè)計(jì)，如LC型濾波器衰減程度只有40dB/dec，當(dāng)要求衰減程度在60～80dB以上的指標(biāo)時(shí)，往往需要使用多級(jí)濾波器。

通用型的EMI濾波器通常很難設(shè)計(jì)，這是由于不同的功率變換器之間，由于拓?fù)?、選用元件、PCB布版等原因，電磁環(huán)境水平相差很大，再加上阻抗匹配的問(wèn)題，在很大程度上影響了濾波器的通用性，所以，濾波器的設(shè)計(jì)往往需要有針對(duì)性，并在實(shí)際調(diào)試中逐步修正。微弱信號(hào)檢測(cè)課程報(bào)告組員：李政張輝劉興兵班級(jí)：076081 指導(dǎo)老師：宋俊磊班級(jí)：2021.06 開(kāi)關(guān)電源EMI噪聲分析及抑制0引言開(kāi)關(guān)電源作為一種通用電源，以其輕、薄、小和高效率等特點(diǎn)為人們所熟知，是各種電子設(shè)備小型化和低成本化不可缺少的一種電源方式，已成為當(dāng)今的主流電源。隨著電子信息產(chǎn)的迅猛發(fā)展，其應(yīng)用范圍也必將日益擴(kuò)大，需求量也會(huì)與日俱增。然而，當(dāng)人們盡情享用開(kāi)關(guān)電源所帶來(lái)的輕、薄、小和高效率等種種便利之時(shí)，同時(shí)也帶來(lái)了噪聲干擾的種種危害。特別是開(kāi)關(guān)電源在向更小體積、更高頻率、更大功率的方向發(fā)展，其dV／dt、dI／dt所帶來(lái)的EMI噪聲也將會(huì)更大。它的傳導(dǎo)噪聲、輻射噪聲會(huì)波及整機(jī)的安全，有時(shí)會(huì)干擾一些CPU的指令，引起系統(tǒng)的誤操作，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)引起系統(tǒng)的顛覆性破壞。為此，我們?cè)谑褂瞄_(kāi)關(guān)電源時(shí)，要密切關(guān)注開(kāi)關(guān)電源的EMI噪聲所帶來(lái)的危害，采取積極的防范措施來(lái)降低EMI噪聲，把EMI噪聲的影響降到最低。1電源噪聲基本概念電源噪聲是電磁干擾的一種，其傳導(dǎo)噪聲的頻譜大致為10kHz～30MHz，最高可150MHz。電源噪聲，特別是瞬態(tài)噪聲干擾，其上升速度快、持續(xù)時(shí)間短、電壓振幅度高、隨機(jī)性強(qiáng)，對(duì)微機(jī)和數(shù)字電路易產(chǎn)生嚴(yán)重干擾。根據(jù)傳播方向的不同，電源噪聲可分為兩大類：①.一類是從電源進(jìn)線引入的外界干擾；②.一類是由電子設(shè)備產(chǎn)生并經(jīng)電源線傳導(dǎo)出去的噪聲。從形成特點(diǎn)看，噪聲干擾分串模干擾與共模干擾兩種：①.串模干擾是兩條電源線之間（簡(jiǎn)稱線對(duì)線）的噪聲。②.共模干擾則是兩條電源線對(duì)大地（簡(jiǎn)稱線對(duì)地）的噪聲。開(kāi)關(guān)電源屬于強(qiáng)干擾源，其本身產(chǎn)生的干擾直接危害著電子設(shè)備的正常工作。因此，抑制開(kāi)關(guān)電源本身的電磁噪聲，同時(shí)提高其對(duì)電磁干擾的抗擾性，在設(shè)計(jì)和開(kāi)發(fā)過(guò)程中需要特別的關(guān)注。2電源噪聲分析開(kāi)關(guān)電源的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)很多，在中小功率開(kāi)關(guān)電源模塊中，使用較多的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為推挽式、單端正激式、單端反激式等。典型的單端正激式開(kāi)關(guān)電源電路框圖如圖1所示。圖1單端正激變換電路電路工作時(shí)，由PWM控制單元送出脈寬可變的脈沖信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管Ql，其導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)不斷改變。在功率開(kāi)關(guān)管Q1的高頻開(kāi)關(guān)切換過(guò)程中，流過(guò)功率開(kāi)關(guān)管和高頻變壓器的脈沖會(huì)產(chǎn)生紛雜的諧波電壓及諧波電流。這些諧波電壓及諧波電流產(chǎn)生的噪聲可通過(guò)電源輸入線傳到公共供電端，或通過(guò)開(kāi)關(guān)電源的輸出線傳到負(fù)載上，從而對(duì)其它系統(tǒng)或敏感元器件造成干擾。這些噪聲在電源線上傳導(dǎo)的噪聲頻譜圖如圖2所示，從圖中可以看出，在幾百kHz到50MHz的頻段內(nèi)，也就是在開(kāi)關(guān)頻率的基波和若干次諧波的頻段內(nèi)，干擾噪聲的幅值遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)了GJBl51A所規(guī)定的范圍，因而會(huì)造成系統(tǒng)傳導(dǎo)噪聲等電磁兼容指標(biāo)超標(biāo)。圖2開(kāi)關(guān)電源在電源線上的傳導(dǎo)噪聲頻譜圖2.1共模噪聲電流金屬封裝結(jié)構(gòu)表面貼裝開(kāi)關(guān)電源模塊的整個(gè)電路元器件全部都裝配在基片上。PWM控制片、功率開(kāi)關(guān)管、整流二極管等有源器件全部采用表面貼裝封裝元件，輸入輸出的電壓電流由引線送出。這樣的連接方式雖然構(gòu)成了電路回路，但也給電路帶來(lái)了新的寄生電容Cp，這些寄生電容的分布如圖3所示。圖3開(kāi)關(guān)電源的寄生電容Cp分布在初級(jí)回路中，功率開(kāi)關(guān)管芯片、PWM控制芯片、運(yùn)算放大器芯片、電源正負(fù)輸入線的走線軌跡等都會(huì)與外殼底板之間產(chǎn)生寄生電容Cp，寄生電容的容量大小取決于基片的厚度和它們?cè)诘装迳纤紦?jù)的面積。這樣，在電路中，這些元器件及其走線與外殼底板之間就形成了分布電容Cp1、Cp2、……、Cp6等。這些分布電容在dV／dt、dI／dt及整流二極管反向恢復(fù)電流等共同影響下，就會(huì)引起噪聲電流。這些噪聲電流對(duì)于輸入電源線的正負(fù)之間、以及輸出負(fù)載線的正負(fù)之間大小相等，相位相同，稱之為共模噪聲電流。共模噪聲電流的大小與分布電容的大小、dV／dt、dI／dt等有關(guān)。2.2初級(jí)差模噪聲電流圖4所示是初級(jí)差模干擾電流示意圖。在初級(jí)回路中，功率開(kāi)關(guān)管Q1、高頻變壓器原邊繞組Lp與輸入濾波電容Ci構(gòu)成了開(kāi)關(guān)電源的輸入直流變換回路，這個(gè)變換回路在正常工作時(shí)，會(huì)將輸入的直流能量通過(guò)高頻變壓器傳給次級(jí)。但在功率開(kāi)關(guān)管Q1開(kāi)關(guān)時(shí)，高頻脈沖的上升和下降所引起的基波及諧波會(huì)沿著輸入濾波電容Ci傳向輸入供電端，這種沿著輸入電源線正負(fù)端傳播的噪聲電流稱之為初級(jí)差模噪聲電流IDIFF。圖4初級(jí)差模噪聲電流示意圖這種差模干擾電流IDIFF經(jīng)輸入電源線流向公共供電端，特別是當(dāng)輸入濾波電容Ci濾波不足時(shí)，對(duì)輸入電源線的干擾很大，它還會(huì)通過(guò)公共的供電端干擾系統(tǒng)的其它部分，從而使其它部分的性能指標(biāo)降低。2.3次級(jí)差模噪聲電流圖5次級(jí)差模噪聲電流示意圖次級(jí)差模干擾電流示意圖如圖5所示。在開(kāi)關(guān)電源的次級(jí)回路中，高頻變壓器副邊繞組Ls和整流二極管V2負(fù)責(zé)將輸入的能量傳給負(fù)載。輸出濾波電感L、輸出濾波電容Co對(duì)高頻部分進(jìn)行濾波。整流二極管V2的作用是將次級(jí)繞組的脈沖波整流成直流。脈沖波為高電平時(shí)，整流二極管導(dǎo)通，此時(shí)將能量傳給負(fù)載，脈沖波為低電平時(shí)截止，輸出電流通過(guò)V3進(jìn)行續(xù)流。當(dāng)整流二極管V2由導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r(shí)，由于二極管的載流子移動(dòng)會(huì)產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)電流，這個(gè)反向恢復(fù)電流會(huì)沿著輸出濾波電感和輸出濾波電容傳播到負(fù)載回路中。所以，沿著輸出線傳播的EMI噪聲電流包含有兩個(gè)部分，一部分是正常傳送能量時(shí)所攜帶的開(kāi)關(guān)基頻與諧波的干擾電流，另一部分是二極管反向恢復(fù)電流所引起的干擾電流。這個(gè)沿著輸出線正負(fù)端傳播的噪聲電流是差模噪聲電流IDIFF。這種差模噪聲電流會(huì)給負(fù)載電路帶來(lái)非常不利的影響，特別是輸出濾波電容濾波不足時(shí)，表現(xiàn)得特別厲害，它會(huì)影響負(fù)載電路中的模擬電路的靈敏度和數(shù)字電路的門(mén)限等，嚴(yán)重時(shí)，還會(huì)導(dǎo)致電路誤觸發(fā)，從而引起整個(gè)系統(tǒng)的工作不正常。3噪聲抑制措施抑制電磁干擾（EMI）噪聲應(yīng)該從干擾源、傳播途徑和受擾設(shè)備入手。首先應(yīng)該抑制干擾源，直接消除干擾原因；其次是消除騷擾源和受擾設(shè)備之間的耦合和輻射，切斷電磁干擾的傳播途徑；第三是提高受擾設(shè)備的抗擾能力，減低其對(duì)噪聲的敏感度。常用的方法是屏蔽、接地和濾波。3.1屏蔽屏蔽可以用來(lái)控制電場(chǎng)或磁場(chǎng)從空間的一個(gè)區(qū)域到另一個(gè)區(qū)域的傳播，這是克服電場(chǎng)耦合干擾、。磁場(chǎng)耦合干擾以及電磁輻射干擾的最有效手段。屏蔽的目的是利用導(dǎo)電材料或高磁導(dǎo)率材料來(lái)減少磁場(chǎng)、電場(chǎng)或電磁場(chǎng)的強(qiáng)度。通常采用兩層屏蔽技術(shù)，外層屏蔽材料的磁導(dǎo)率不是很高，但是其達(dá)到磁飽和的磁場(chǎng)強(qiáng)度卻很高，內(nèi)層屏蔽材料采用高磁導(dǎo)率，以充分吸收噪聲。圖6屏蔽示意圖發(fā)揮屏蔽效果的關(guān)鍵是如何設(shè)計(jì)屏蔽盒的開(kāi)口和連接部分之間的間隙。必須增多屏蔽盒的連接部分，從而使開(kāi)口和間隙的最長(zhǎng)的邊減至最小。圖7是幾種良好屏蔽示例與不良示例的比較。圖7屏蔽示例比較3.2接地為了阻止電路塊之間出現(xiàn)噪聲干擾，必須減小各個(gè)電路塊之間的GND阻抗，以使來(lái)自各個(gè)電路塊的GND電流不會(huì)互相干擾。通過(guò)加寬和縮短信號(hào)間的接地布局，可減小接地阻抗，這將減小對(duì)地勢(shì)差。通常采用混合接板地方式，如圖8所示。圖8混合接地方式對(duì)于低頻地電流，小電容阻抗很大，該方式相當(dāng)于并行單點(diǎn)接地；對(duì)于高頻電流，該方式相當(dāng)于多點(diǎn)接板地。3.3濾波加裝EMI電源濾波器是抑制EMI噪聲最好的方法之一。在電源輸入端加裝EMI電源濾波器可以獲得雙重效果，它既可以抑制開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的EMI干擾傳向電源端，亦可抑制來(lái)自電源端的EMI噪聲對(duì)開(kāi)關(guān)電源造成的干擾。在輸出端也可加EMI濾波器。EMI濾波器典型結(jié)構(gòu)如圖9所示。圖9EMI濾波器典型結(jié)構(gòu)該電路由共模濾波電路和差模濾波電路組成。其中Ll和L2是繞在同一磁芯上的兩只獨(dú)立線圈，稱為共模扼流線圈，其所繞線的圈數(shù)相同，線圈繞向相反。這樣，EMI濾波器接入電路后，兩個(gè)線圈內(nèi)共模電流產(chǎn)生的磁通在磁罐內(nèi)將互相抵消，因而不會(huì)使磁罐達(dá)到磁飽和，因此，兩只線圈的電感值能保持不變。其中，L1、L2和兩個(gè)電容Cy構(gòu)成兩個(gè)獨(dú)立端口間的低通濾波器，可以抑制電源線上存在的共模EMI信號(hào)，以使這些共模EMI信號(hào)無(wú)法在電源線上進(jìn)行傳導(dǎo)。L3、L4是差模扼流線圈，Cx是差模濾波電容能夠抑制差模信號(hào)。采用EMI濾波器后的濾波效果如圖10所示。有圖可知，噪聲水平一限制在標(biāo)準(zhǔn)線之下。圖10加裝EMI濾波器后的傳導(dǎo)噪聲頻譜圖EMIFIL是由村田制作所推出的產(chǎn)品，可有效濾除EMI噪聲，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)、濾波原理與EMI濾波器一樣，抑制噪聲過(guò)程如圖11所示。圖11濾波器工作過(guò)程4總結(jié)如何使整機(jī)通過(guò)電磁兼容測(cè)試是系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員越來(lái)越關(guān)心的事情。要全面、系統(tǒng)的解決電磁兼容問(wèn)題，就必須從最初的設(shè)計(jì)和最基礎(chǔ)的原理入手。研究表明，電磁兼容設(shè)計(jì)必須從系統(tǒng)研制的初期(即方案論證階段)開(kāi)始考慮，并應(yīng)貫穿于研制過(guò)程的各個(gè)階段。而且電磁兼容設(shè)計(jì)是實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)電磁兼容的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。有資料表明，若在產(chǎn)品開(kāi)始研制時(shí)進(jìn)行電磁兼容設(shè)計(jì)，大約90％的傳導(dǎo)和輻射干擾都可得到控制，由此可見(jiàn)，從EMI噪聲的產(chǎn)生開(kāi)始分析，從中找到抑制EMI噪聲的方法，并孰知有關(guān)的EMI噪聲測(cè)試方法，對(duì)整機(jī)通過(guò)電磁兼容測(cè)試是大有裨益的。開(kāi)關(guān)電源原理（希望能幫到同行的你更加深入的了解開(kāi)關(guān)電源，溫故而知新嗎?。。?/p>

一、開(kāi)關(guān)電源的電路組成[/b]：：

開(kāi)關(guān)電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。輔助電路有輸入過(guò)欠壓保護(hù)電路、輸出過(guò)欠壓保護(hù)電路、輸出過(guò)流保護(hù)電路、輸出短路保護(hù)電路等。

開(kāi)關(guān)電源的電路組成方框圖如下：二、輸入電路的原理及常見(jiàn)電路[/b]：：

1、AC輸入整流濾波電路原理：①防雷電路：當(dāng)有雷擊，產(chǎn)生高壓經(jīng)電網(wǎng)導(dǎo)入電源時(shí)，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1組成的電路進(jìn)行保護(hù)。當(dāng)加在壓敏電阻兩端的電壓超過(guò)其工作電壓時(shí)，其阻值降低，使高壓能量消耗在壓敏電阻上，若電流過(guò)大，F(xiàn)1、F2、F3會(huì)燒毀保護(hù)后級(jí)電路。

②輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)主要是對(duì)輸入電源的電磁噪聲及雜波信號(hào)進(jìn)行抑制，防止對(duì)電源干擾，同時(shí)也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對(duì)電網(wǎng)干擾。當(dāng)電源開(kāi)啟瞬間，要對(duì)C5充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時(shí)能量全消耗在RT1電阻上，一定時(shí)間后溫度升高后RT1阻值減?。≧T1是負(fù)溫系數(shù)元件），這時(shí)它消耗的能量非常小，后級(jí)電路可正常工作。

③整流濾波電路：交流電壓經(jīng)BRG1整流后，經(jīng)C5濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5容量變小，輸出的交流紋波將增大。

2、DC輸入濾波電路原理：①輸入濾波電路：C1、L1、C2組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)主要是對(duì)輸入電源的電磁噪聲及雜波信號(hào)進(jìn)行抑制，防止對(duì)電源干擾，同時(shí)也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對(duì)電網(wǎng)干擾。C3、C4為安規(guī)電容，L2、L3為差模電感。

②R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7組成抗浪涌電路。在起機(jī)的瞬間，由于C6的存在Q2不導(dǎo)通，電流經(jīng)RT1構(gòu)成回路。當(dāng)C6上的電壓充至Z1的穩(wěn)壓值時(shí)Q2導(dǎo)通。如果C8漏電或后級(jí)電路短路現(xiàn)象，在起機(jī)的瞬間電流在RT1上產(chǎn)生的壓降增大，Q1導(dǎo)通使Q2沒(méi)有柵極電壓不導(dǎo)通，RT1將會(huì)在很短的時(shí)間燒毀，以保護(hù)后級(jí)電路。

三、功率變換電路[/b]：：

1、MOS管的工作原理：目前應(yīng)用最廣泛的絕緣柵場(chǎng)效應(yīng)管是MOSFET（MOS管），是利用半導(dǎo)體表面的電聲效應(yīng)進(jìn)行工作的。也稱為表面場(chǎng)效應(yīng)器件。由于它的柵極處于不導(dǎo)電狀態(tài)，所以輸入電阻可以大大提高，最高可達(dá)105歐姆，MOS管是利用柵源電壓的大小，來(lái)改變半導(dǎo)體表面感生電荷的多少，從而控制漏極電流的大小。

2、常見(jiàn)的原理圖：

3、工作原理：

R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2組成緩沖器，和開(kāi)關(guān)MOS管并接，使開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力減少，EMI減少，不發(fā)生二次擊穿。在開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)斷時(shí)，變壓器的原邊線圈易產(chǎn)生尖峰電壓和尖峰電流，這些元件組合一起，能很好地吸收尖峰電壓和電流。從R3測(cè)得的電流峰值信號(hào)參與當(dāng)前工作周波的占空比控制，因此是當(dāng)前工作周波的電流限制。當(dāng)R5上的電壓達(dá)到1V時(shí)，UC3842停止工作，開(kāi)關(guān)管Q1立即關(guān)斷。

R1和Q1中的結(jié)電容CGS、CGD一起組成RC網(wǎng)絡(luò)，電容的充放電直接影響著開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度。R1過(guò)小，易引起振蕩，電磁干擾也會(huì)很大；R1過(guò)大，會(huì)降低開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)速度。Z1通常將MOS管的GS電壓限制在18V以下，從而保護(hù)了MOS管。

Q1的柵極受控電壓為鋸形波，當(dāng)其占空比越大時(shí)，Q1導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，變壓器所儲(chǔ)存的能量也就越多；當(dāng)Q1截止時(shí)，變壓器通過(guò)D1、D2、R5、R4、C3釋放能量，同時(shí)也達(dá)到了磁場(chǎng)復(fù)位的目的，為變壓器的下一次存儲(chǔ)、傳遞能量做好了準(zhǔn)備。IC根據(jù)輸出電壓和電流時(shí)刻調(diào)整著⑥腳鋸形波占空比的大小，從而穩(wěn)定了整機(jī)的輸出電流和電壓。

C4和R6為尖峰電壓吸收回路。

4、推挽式功率變換電路：

Q1和Q2將輪流導(dǎo)通。5、有驅(qū)動(dòng)變壓器的功率變換電路：T2為驅(qū)動(dòng)變壓器，T1為開(kāi)關(guān)變壓器，TR1為電流環(huán)。四、輸出整流濾波電路[/b]：：

1、正激式整流電路：

T1為開(kāi)關(guān)變壓器，其初極和次極的相位同相。D1為整流二極管，D2為續(xù)流二極管，R1、C1、R2、C2為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，C4、L2、C5組成π型濾波器。

2、反激式整流電路：

T1為開(kāi)關(guān)變壓器，其初極和次極的相位相反。D1為整流二極管，R1、C1為削尖峰電路。L1為續(xù)流電感，R2為假負(fù)載，C4、L2、C5組成π型濾波器。

3、同步整流電路：

工作原理：當(dāng)變壓器次級(jí)上端為正時(shí)，電流經(jīng)C2、R5、R6、R7使Q2導(dǎo)通，電路構(gòu)成回路，Q2為整流管。Q1柵極由于處于反偏而截止。當(dāng)變壓器次級(jí)下端為正時(shí)，電流經(jīng)C3、R4、R2使Q1導(dǎo)通，Q1為續(xù)流管。Q2柵極由于處于反偏而截止。L2為續(xù)流電感，C6、L1、C7組成π型濾波器。R1、C1、R9、C4為削尖峰電路。

五、穩(wěn)壓環(huán)路原理[/b]：

1、反饋電路原理圖：

2、工作原理：

當(dāng)輸出U0升高，經(jīng)取樣電阻R7、R8、R10、VR1分壓后，U1③腳電壓升高，當(dāng)其超過(guò)U1②腳基準(zhǔn)電壓后U1①腳輸出高電平，使Q1導(dǎo)通，光耦OT1發(fā)光二極管發(fā)光，光電三極管導(dǎo)通，UC3842①腳電位相應(yīng)變低，從而改變U1⑥腳輸出占空比減小，U0降低。

當(dāng)輸出U0降低時(shí)，U1③腳電壓降低，當(dāng)其低過(guò)U1②腳基準(zhǔn)電壓后U1①腳輸出低電平，Q1不導(dǎo)通，光耦OT1發(fā)光二極管不發(fā)光，光電三極管不導(dǎo)通，UC3842①腳電位升高，從而改變U1⑥腳輸出占空比增大，U0降低。周而復(fù)始，從而使輸出電壓保持穩(wěn)定。調(diào)節(jié)VR1可改變輸出電壓值。

反饋環(huán)路是影響開(kāi)關(guān)電源穩(wěn)定性的重要電路。如反饋電阻電容錯(cuò)、漏、虛焊等，會(huì)產(chǎn)生自激振蕩，故障現(xiàn)象為：波形異常，空、滿載振蕩，輸出電壓不穩(wěn)定等。

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六、短路保護(hù)電路：

1、在輸出端短路的情況下，PWM控制電路能夠把輸出電流限制在一個(gè)安全范圍內(nèi)，它可以用多種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)限流電路，當(dāng)功率限流在短路時(shí)不起作用時(shí)，只有另增設(shè)一部分電路。

2、短路保護(hù)電路通常有兩種，下圖是小功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：當(dāng)輸出電路短路，輸出電壓消失，光耦OT1不導(dǎo)通，UC3842①腳電壓上升至5V左右，R1與R2的分壓超過(guò)TL431基準(zhǔn)，使之導(dǎo)通，UC3842⑦腳VCC電位被拉低，IC停止工作。UC3842停止工作后①腳電位消失，TL431不導(dǎo)通UC3842⑦腳電位上升，UC3842重新啟動(dòng)，周而復(fù)始。當(dāng)短路現(xiàn)象消失后，電路可以自動(dòng)恢復(fù)成正常工作狀態(tài)。

3、下圖是中功率短路保護(hù)電路，其原理簡(jiǎn)述如下：

當(dāng)輸出短路，UC3842①腳電壓上升,U1③腳

電位高于②腳時(shí)，比較器翻轉(zhuǎn)①腳輸出高電位，給

C1充電，當(dāng)C1兩端電壓超過(guò)⑤腳基準(zhǔn)電壓時(shí)

U1⑦腳輸出低電位，UC3842①腳低于1V，UCC3842

停止工作，輸出電壓為0V，周而復(fù)始，當(dāng)短路

消失后電路正常工作。R2、C1是充放電時(shí)間常數(shù)，

阻值不對(duì)時(shí)短路保護(hù)不起作用。

4、下圖是常見(jiàn)的限流、短路保護(hù)電路。其工作原理簡(jiǎn)述如下：

當(dāng)輸出電路短路或過(guò)流，變壓器原邊電流增大，R3

兩端電壓降增大，③腳電壓升高，UC3842⑥腳輸出占空

比逐漸增大，③腳電壓超過(guò)1V時(shí)，UC3842關(guān)閉無(wú)輸出。

5、下圖是用電流互感器取樣電流的保護(hù)電路，有

著功耗小，但成本高和電路較為復(fù)雜，其工作原

理簡(jiǎn)述如下：

輸出電路短路或電流過(guò)大，TR1次級(jí)線圈感

應(yīng)的電壓就越高，當(dāng)UC3842③腳超過(guò)1伏，UC3842

停止工作，周而復(fù)始，當(dāng)短路或過(guò)載消失，電路自行恢復(fù)。

七、輸出端限流保護(hù)：]：

上圖是常見(jiàn)的輸出端限流保護(hù)電路，其工作原理簡(jiǎn)述如上圖：當(dāng)輸出電流過(guò)大時(shí)，RS（錳銅絲）兩端電壓上升，U1③腳電壓高于②腳基準(zhǔn)電壓，U1①腳輸出高電壓，Q1導(dǎo)通，光耦發(fā)生光電效應(yīng)，UC3842①腳電壓降低，輸出電壓降低，從而達(dá)到輸出過(guò)載限流的目的。

八、輸出過(guò)壓保護(hù)電路的原理：

輸出過(guò)壓保護(hù)電路的作用是：當(dāng)輸出電壓超過(guò)設(shè)計(jì)值時(shí)，把輸出電壓限定在一安全值的范圍內(nèi)。當(dāng)開(kāi)關(guān)電源內(nèi)部穩(wěn)壓環(huán)路出現(xiàn)故障或者由于用戶操作不當(dāng)引起輸出過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，過(guò)壓保護(hù)電路進(jìn)行保護(hù)以防止損壞后級(jí)用電設(shè)備。應(yīng)用最為普遍的過(guò)壓保護(hù)電路有如下幾種：

1、可控硅觸發(fā)保護(hù)電路：

如上圖，當(dāng)Uo1輸出升高，穩(wěn)壓管（Z3）擊穿導(dǎo)通，可控硅（SCR1）的控制端得到觸發(fā)電壓，因此可控硅導(dǎo)通。Uo2電壓對(duì)地短路，過(guò)流保護(hù)電路或短路保護(hù)電路就會(huì)工作，停止整個(gè)電源電路的工作。當(dāng)輸出過(guò)壓現(xiàn)象排除，可控硅的控制端觸發(fā)電壓通過(guò)R對(duì)地泄放，可控硅恢復(fù)斷開(kāi)狀態(tài)。

2、光電耦合保護(hù)電路：

如上圖，當(dāng)Uo有過(guò)壓現(xiàn)象時(shí)，穩(wěn)壓管擊穿導(dǎo)通，經(jīng)光耦（OT2）R6到地產(chǎn)生電流流過(guò)，光電耦合器的發(fā)光二極管發(fā)光，從而使光電耦合器的光敏三極管導(dǎo)通。Q1基極得電導(dǎo)通，

3842的③腳電降低，使IC關(guān)閉，停止整個(gè)電源的工作，Uo為零，周而復(fù)始，。

3、輸出限壓保護(hù)電路：

輸出限壓保護(hù)電路如下圖，當(dāng)輸出電壓升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通光耦導(dǎo)通，Q1基極有驅(qū)動(dòng)電壓而道通，UC3842③電壓升高，輸出降低，穩(wěn)壓管不導(dǎo)通，UC3842③電壓降低，輸出電壓升高。周而復(fù)始，輸出電壓將穩(wěn)定在一范圍內(nèi)（取決于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值）。

4、輸出過(guò)壓鎖死電路：

圖A的工作原理是，當(dāng)輸出電壓Uo升高，穩(wěn)壓管導(dǎo)通，光耦導(dǎo)通，Q2基極得電導(dǎo)通，由于Q2的導(dǎo)通Q1基極電壓降低也導(dǎo)通，Vcc電壓經(jīng)R1、Q1、R2使Q2始終導(dǎo)通，UC3842③腳始終是高電平而停止工作。在圖B中，UO升高U1③腳電壓升高，①腳輸出高電平，由于D1、R1的存在，U1①腳始終輸出高電平Q1始終導(dǎo)通，UC3842①腳始終是低電平而停止工作。

九、功率因數(shù)校正電路（PFC）：

1、原理示意圖：

2、工作原理：

輸入電壓經(jīng)L1、L2、L3等組成的EMI濾波器，BRG1整流一路送PFC電感，另一路經(jīng)R1、R2分壓后送入PFC控制器作為輸入電壓的取樣，用以調(diào)整控制信號(hào)的占空比，即改變Q1的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間，穩(wěn)定PFC輸出電壓。L4是PFC電感，它在Q1導(dǎo)通時(shí)儲(chǔ)存能量，在Q1關(guān)斷時(shí)施放能量。D1是啟動(dòng)二極管。D2是PFC整流二極管，C6、C7濾波。PFC電壓一路送后級(jí)電路，另一路經(jīng)R3、R4分壓后送入PFC控制器作為PFC輸出電壓的取樣，用以調(diào)整控制信號(hào)的占空比，穩(wěn)定PFC輸出電壓。

十、輸入過(guò)欠壓保護(hù)：

1、原理圖：

2、工作原理：

AC輸入和DC輸入的開(kāi)關(guān)電源的輸入過(guò)欠壓保護(hù)原理大致相同。保護(hù)電路的取樣電壓均來(lái)自輸入濾波后的電壓。

取樣電壓分為兩路，一路經(jīng)R1、R2、R3、R4分壓后輸入比較器3腳，如取樣電壓高于2腳基準(zhǔn)電壓，比較器1腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。另一路經(jīng)R7、R8、R9、R10分壓后輸入比較器6腳，如取樣電壓低于5腳基準(zhǔn)電壓，比較器7腳輸出高電平去控制主控制器使其關(guān)斷，電源無(wú)輸出。

十一、電池管理：

1、電池管理原理圖：

虛線框A內(nèi)的零件組成電池啟動(dòng)和關(guān)斷電路；虛線框B為電池充電線性穩(wěn)壓電路；虛線框C為電子開(kāi)關(guān)電路；虛線框D為電池充電電流限制電路。

2、電池啟動(dòng)原理：

輸入電壓由INPUT和AGND端輸入，分為三路。第一路經(jīng)D7直接送后級(jí)和電池啟動(dòng)、關(guān)斷電路。R28、R27、R26分壓后的電壓使U3導(dǎo)通（此電壓在設(shè)計(jì)時(shí)已計(jì)算好了，正常工作時(shí)高于2.5V），光藕OT1導(dǎo)通。R25為U3提供工作電壓，R23、R24為光藕的限流及保護(hù)電阻。

光藕導(dǎo)通后電源經(jīng)R22、OT1、D9給Q4提供基極偏置電壓，Q4導(dǎo)通，R21為Q4的下偏置電阻。繼電器RLY1-A的線圈中有電流流過(guò)，繼電器觸點(diǎn)RLY1-B吸合，將電池BAT接入電路中。D4為阻止在Q4關(guān)斷時(shí)繼電器線圈產(chǎn)生的電動(dòng)勢(shì)影響后級(jí)電路，D5為防止在Q4關(guān)斷時(shí)繼電器線圈產(chǎn)生的電動(dòng)勢(shì)損壞Q4，將繼電器線圈產(chǎn)生的能量釋放。

3、電池充電穩(wěn)壓原理：

在通電的初期，由于Q3沒(méi)有偏置而不導(dǎo)通，D3的正端無(wú)電壓。電源經(jīng)R1降壓Z1穩(wěn)壓后給U1和U2提供工作電壓。R2、U1組成基準(zhǔn)電壓，R13、R4、R5、R6、VR1組成電池電壓檢測(cè)電路，當(dāng)U2②腳檢測(cè)電壓低于③腳電壓時(shí)，其①腳輸出高電平，經(jīng)R14給Q2提供偏置電壓，Q2導(dǎo)通、Q3也跟著導(dǎo)通，電源經(jīng)Q3、D3、繼電器觸點(diǎn)RLY1-B、F1給電池BAT充電。

當(dāng)U2②腳檢測(cè)電壓高于③腳電壓時(shí)，其①腳輸出低電平，Q2失去偏置電壓而截止，Q3截止，D3的正端無(wú)電壓，其負(fù)極電壓下降，U2②腳檢測(cè)電壓也跟著下降，當(dāng)U2②腳檢測(cè)電壓低于③腳電壓時(shí)，其①腳輸出高電平，Q2、Q3導(dǎo)通繼續(xù)充電，如此周而復(fù)始，使D3的負(fù)端電壓維持在某一設(shè)定值。調(diào)節(jié)VR1可以改變充電電壓值。

4、電池充電限流原理：>

在充電的過(guò)程中，電流經(jīng)Q3、RLY1-B、F1、BAT、R20回到地（AG