通信技術(shù)基礎(chǔ)（第二版）課件 第2章 信源編解碼

2.1脈沖編碼調(diào)制2.2差值脈沖編碼調(diào)制2.3增量調(diào)制2.1脈沖編碼調(diào)制2.1.1PCM系統(tǒng)的組成脈沖編碼調(diào)制(PCM)是實現(xiàn)模擬信號數(shù)字化的一種方式,原理如圖2—1所示。發(fā)送端完成模/數(shù)轉(zhuǎn)換(A/D轉(zhuǎn)換),即信源編碼,它包括抽樣、量化、編碼等主要部分,在一般情況下,量化和編碼是同時完成的。抽樣是將模擬信號在時間上進行離散化的過程,即把模擬信號用時間域上離散時間點的振幅值來表示,抽樣后的信號幅度取值還是無限個,所以還是模擬信號。量化是將模擬信號在幅度上進行離散化的過程,即把取值連續(xù)的樣值用離散的幅度值來近似表示。編碼是將每個量化后的樣值轉(zhuǎn)換為抗干擾能力強的二進制數(shù)字信號。接收端完成與發(fā)送端相反的工作,即進行數(shù)/模轉(zhuǎn)換(D/A轉(zhuǎn)換)。主要步驟是解碼和低通濾波。解碼是把接收到的數(shù)字信號還原為樣值脈沖。低通濾波是去除樣值脈沖中的高頻分量,將樣值信號還原為模擬信號。連接發(fā)送端和接收端,實現(xiàn)信號傳送的部分稱為傳輸系統(tǒng),包括傳輸媒介和相應(yīng)的信號處理電路。當數(shù)字信號在信道中傳輸時,由于信道特性不理想、周圍環(huán)境干擾、電子設(shè)備性能變化及信道間的相互干擾等因素的影響,信號會產(chǎn)生幅度下降和波形展寬等失真現(xiàn)象,而且失真現(xiàn)象會隨著距離的增加而越來越嚴重,最終會產(chǎn)生誤碼,影響通信質(zhì)量。為了提高通信質(zhì)量,減小失真的影響,并延長通信距離,可在PCM系統(tǒng)中每隔一定距離增設(shè)一臺再生中繼器,使信號得到放大再生。同樣,為了減小最后一段信道對傳輸信號的影響,接收端首先也要對接收到的信號進行再生后再解碼還原。2.1.2抽樣1.抽樣的概念抽樣是在時間上對模擬信號進行離散化處理,即將時間上連續(xù)的信號處理成時間上離散的信號,這一過程稱為抽樣。2.抽樣的實現(xiàn)實現(xiàn)抽樣的電路稱為抽樣門,抽樣門模型及抽樣過程實現(xiàn)示意圖如圖2—2所示。圖2—2(a)中s(t)稱為抽樣脈沖,是周期性矩形脈沖序列,控制開關(guān)動作。當s(t)=1時,開關(guān)閉合,輸出fs(t)=f(t);當s(t)=0時,開關(guān)斷開,輸出fs(t)=0。抽樣門電路也可表示為一個相乘器模型,如圖2—2(b)所示,且有3.抽樣的分類按抽樣脈沖及處理方式不同,抽樣分為三種形式:理想抽樣、自然抽樣和平頂抽樣。當抽樣脈沖寬度τ→0時,矩形脈沖序列就變成了沖激脈沖序列,此時的抽樣稱為理想抽樣。理想抽樣很難實現(xiàn),一般用自然抽樣取代。自然抽樣可以看作曲頂抽樣,在抽樣脈沖的時間內(nèi),抽樣信號的“頂部”變化是隨m(t)變化的,即在頂部保持了m(t)變化的規(guī)律。而對于平頂抽樣,在每個抽樣脈沖時間里,其“頂部”形狀為平的。自然抽樣和平頂抽樣如圖2—3所示。4.樣值信號頻譜分析下面用理想抽樣分析樣值信號的頻譜包含哪些成分,看看能否用離散信號代替連續(xù)信號。沖激脈沖序列函數(shù)可表示為設(shè)f(t)、s(t)和fs(t)的頻譜分別為F(ω)、S(ω)和Fs(ω),由傅里葉變換可知:根據(jù)頻域卷積定理可知:式(24)表明:樣值信號的頻譜是原模擬信號頻譜平移±nωs(n=0,1,2,…)后的總和,即樣值信號頻譜包含原始信號頻譜和一系列的上、下邊帶,頻譜被展寬了。由于樣值信號中包含原始信號頻率成分,若我們能從樣值信號頻譜中分離出原來的信號成分,就可以用離散信號代替原來的連續(xù)信號。為了能從離散的抽樣序列中不失真地恢復(fù)出原來的模擬信號,要求原始信號頻帶和各上、下邊帶不發(fā)生重疊,在接收端用濾波器就可取出原信號成分。

模擬信號抽樣過程及頻譜如圖2—4所示。從圖2—4可看出,只要ωs-ωH≥ωH,原始信號與1次下邊帶就不會重疊,那么我們用截止頻率在ωH~ωs-ωH范圍內(nèi)的低通濾波器就可以把原信號頻率成分從樣值信號頻譜中分離出來。對于不同的信號,我們該如何選擇合適的抽樣頻率呢?著名的奈奎斯特抽樣定理解決了這個問題,奈奎斯特抽樣定理成為模擬信號數(shù)字傳輸?shù)睦碚摶A(chǔ)。5.抽樣定理根據(jù)模擬信號是低通型信號還是帶通型信號,抽樣定理可分為低通型抽樣定理和帶通型抽樣定理。設(shè)信號最低頻率為fL,最高頻率為fH,則帶寬為B=fH-fL。當fL<B時,該信號稱為低通型信號;當fL≥B時,該信號稱為帶通型信號。1)低通型抽樣定理低通型抽樣定理在時域上可以表述為:對于一個最高截止頻率為fH的低通型模擬信號f(t),如果用時間間隔為

的開關(guān)信號對其進行抽樣,則f(t)就可被所得到的樣值信號來唯一地表示?；蛘哒f,要從樣值序列無失真地恢復(fù)原時間連續(xù)信號,其抽樣頻率應(yīng)選為fs≥2fH。理論上,理想的抽樣頻率為信號最高頻率的2倍,但在實際工程中,限帶信號不會嚴格限帶,而且濾波器特性也并不是理想的,所以抽樣時要留有一定帶寬的防衛(wèi)帶。通常抽樣頻率取(2.5~5)fH,以避免失真。抽樣頻率并不是越高越好,如果抽樣頻率太高,就會降低信道的利用率,相應(yīng)的技術(shù)設(shè)備就會變得更復(fù)雜,因此只要能滿足抽樣定理,并留有一定的頻率防衛(wèi)帶即可。例如,話音信號的頻率限制在300~3400Hz左右,取2fH=6800Hz,為了留有一定的防衛(wèi)帶,實際抽樣頻率通常取8000Hz(CCITT建議取8000Hz),也就是說留出1200Hz作為濾波器的防衛(wèi)帶。2)帶通型抽樣定理對于帶通型信號,抽樣頻率fs如仍按fs≥2fH選取,雖然仍能滿足樣值序列頻譜不產(chǎn)生頻譜重疊的要求,但所選取的抽樣頻率太高,將會降低信道傳輸效率。從提高傳輸效率考慮應(yīng)盡量降低抽樣頻率。對于最高截止頻率為fH、最低截止頻率為fL的帶通型信號,適當降低fs取值,使抽樣后產(chǎn)生的n次下邊帶移至0~fL區(qū)域內(nèi),只要滿足抽樣后的樣值序列頻譜不產(chǎn)生重疊即可。帶通型信號抽樣后樣值序列頻譜如圖2—5所示。抽樣頻率的選取應(yīng)滿足下述條件:故其中,n為fL/B的最大整數(shù)。為了保證原始信號與其相鄰的邊帶間隔相等,fs一般取值為實際應(yīng)用中,帶通型信號的抽樣頻率也可由下式?jīng)Q定:其中,B=fH-fL為信號帶寬,m為fH/B的整數(shù)部分,k為fH/B的小數(shù)部分。應(yīng)該注意的是,當fH=mB時,無論帶通型信號的fL和fH為何值,只需將抽樣頻率設(shè)定在2B,理論上就不會發(fā)生抽樣后的頻譜重疊,而不像低通抽樣定理要求的必須為上限頻率的2倍以上。2.1.3量化1.量化的概念量化是模擬信號數(shù)字化的重要步驟,就是把信號在幅度域上連續(xù)取值變?yōu)榉扔蛏想x散取值的過程。抽樣后的信號是脈沖幅度調(diào)制信號(PAM),該信號在時間域上是離散的,但在幅度域上取值仍然是連續(xù)的,所以還是模擬信號,無法用有限位數(shù)的二進制碼組表示,因此還需要對該模擬信號的幅度進行離散化處理,即量化。2.量化的過程第一步,先確定信號的最大范圍(-U~+U),區(qū)間內(nèi)稱為量化區(qū),區(qū)間外稱為過載區(qū)。第二步,在量化區(qū)內(nèi)將幅度劃分為若干間隔,該間隔稱為量化間隔,所劃分的間隔數(shù)叫量化級數(shù)。按量化間隔劃分不同,量化可分為均勻量化和非均勻量化兩種方式。第三步,將落在每一量化間隔內(nèi)的信號用一個特殊的值來表示,這個特殊的值叫量化值,一般可取量化間隔的最大值或最小值,也可取中間值。量化實質(zhì)上是一個近似表示的過程,即將無限個數(shù)值的模擬信號用有限個數(shù)值的離散信號近似表示。這一近似表示的過程一定會產(chǎn)生誤差,稱為量化誤差。量化示意圖如圖2—6所示。3.均勻量化均勻量化也稱為線性量化,是指在量化區(qū)間內(nèi)量化間隔大小相等。均勻量化的輸出uo(t)與輸入ui(t)之間的關(guān)系是一個均勻的階梯關(guān)系,如圖2—7(a)所示。量化誤差等于量化后的樣值與原始值的差。對于不同的輸入范圍,量化誤差顯示出兩種不同的特性,如圖2—(b)所示。(1)在量化區(qū),量化誤差的絕對值

。(2)在過載區(qū),量化輸出不隨輸入信號的變化而變化,而是保持在最大量化值上不變,

量化誤差

。過載區(qū)的誤差特性是線性增長的,因而過載誤差比量化誤差大,對重建信號有很壞的影響。在設(shè)計量化器時,應(yīng)考慮輸入信號的幅度范圍,使信號幅度不進入過載區(qū),或者只能以極小的概率進入過載區(qū)。量化誤差的大小依賴于量化級數(shù)及量化值的選取,量化級數(shù)越大,量化間隔越小,量化誤差越小。量化誤差一旦形成,就無法消除。由量化誤差產(chǎn)生的噪聲稱為量化噪聲,量化噪聲對通信的影響可用量化信噪比來衡量。量化信噪比越大,量化性能越好。量化信噪比定義為下面分析一下語音信號采用均勻量化時的量化信噪比變化。語音信號是隨機信號,因此計算量化噪聲功率時應(yīng)考慮語音信號的統(tǒng)計特性。根據(jù)統(tǒng)計分析結(jié)果,語音信號的幅度概率分布特性是:幅值越小,出現(xiàn)的概率越大;幅值越大,出現(xiàn)的概率越小,其概率密度分布服從指數(shù)規(guī)律,如圖2—8所示。為簡化計算,忽略過載區(qū)的影響,并設(shè)在量化區(qū)內(nèi)劃分N個間隔,則量化間隔為若j為第j個間隔,量化值取中間值uj,則在第j間隔內(nèi)的量化噪聲功率為一般來說,量化間隔數(shù)N很大,量化間隔Δ很小,因而可認為信號概率密度p(u)在Δ內(nèi)不變,用p(uj)表示,信號幅度值落在Δ內(nèi)的概率為pj,則有假設(shè)各層之間的量化噪聲相互獨立,則總的量化噪聲功率為各間隔量化噪聲功率之和,即

由式(2—11)可知,不過載時均勻量化的量化噪聲功率Nq僅與Δ有關(guān),而與信號大小及信號的統(tǒng)計特性無關(guān),一旦量化間隔Δ給定,無論抽樣值多大,均勻量化噪聲功率Nq都是相同的。

信號功率:

信噪比:

其中,x=u/U為歸一化信號幅度值,量化間隔數(shù)N=2n,n為二進制碼的位數(shù)。從式(212)可知,均勻量化信噪比與信號大小、量化間隔數(shù)成正比。小信號信噪比低,大信號信噪比高;如果量化間隔數(shù)N增加,則信噪比提高,每增加一位碼,信噪比提高6dB。均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D轉(zhuǎn)換接口中,如計算機的A/D轉(zhuǎn)換、遙測遙控系統(tǒng)、儀表及圖像信號的數(shù)字化接口等,都使用均勻量化器。但在語音信號數(shù)字化通信中,均勻量化則有明顯的不足。

為保證通信質(zhì)量,對通信系統(tǒng)提出如下要求:在動態(tài)范圍≥40dB的條件下,量化信噪比不應(yīng)低于26dB。按這一要求,由式(2—12)可得

4.8+6n-40≥26即

n≥10.2

因此PCM編碼位數(shù)至少取11位。

若每個樣值均用11位碼傳輸,則信道利用率較低;若減少編碼位數(shù),則量化信噪比不能滿足要求。為了解決這一矛盾,實際通信中往往采用非均勻量化。

4.非均勻量化

非均勻量化采用了量化間隔的大小隨輸入信號電平的大小而改變的思路。對輸入信號進行量化時,大的輸入信號采用大的量化間隔,量化誤差也大,則量化噪聲功率增大,信號不變時,使量化信噪比降低;小的輸入信號采用小的量化間隔,量化誤差也小,則量化噪聲功率變小,信號不變時,使量化信噪比提高。非均勻量化的輸出uo(t)與輸入ui(t)之間的關(guān)系是一個非均勻的階梯關(guān)系,其關(guān)系曲線如圖29所示。

實現(xiàn)非均勻量化的方法之一是采用壓縮擴張技術(shù),其工作原理如下:在發(fā)送端首先對輸入信號進行壓縮處理,改變大、小信號的比例關(guān)系,大信號放大倍數(shù)小,小信號放大倍數(shù)大;再把壓縮處理后的信號進行均勻量化,等效的結(jié)果就是對原信號進行了非均勻量化;再對量化后的信號進行編碼,傳輸?shù)綄Ψ?接收、解碼恢復(fù)為壓縮后的信號;最后,在接收端再將接收到的壓縮信號進行擴張?zhí)幚磉€原成原始信號。擴張功能和壓縮功能正好相反,非均勻量化的基本原理如圖2—10所示。目前在PCM系統(tǒng)中主要采用兩種壓擴特性:一種是以μ作為參量的壓擴特性,叫作μ律壓擴特性,簡稱μ律特性;另一種是以A作為參量的壓擴特性,叫作A律壓擴特性,簡稱A律特性。μ律特性主要在北美和日本等國家的PCM24路系統(tǒng)中采用,A律特性主要在英國、法國、德國等歐洲國家及我國的PCM30/32路系統(tǒng)中采用。1)μ律壓擴特性μ律壓擴特性表示式為式中,y表示壓縮器的輸出信號,x表示壓縮器的輸入信號,這兩個值都是以臨界過載值U進行歸一化的量,即-1≤x≤1,-1≤y≤1,sgn(x)為x的極性。μ為確定壓縮量的參數(shù),反映最大量化間隔與最小量化間隔之比。當μ=0時,y=x,屬于均勻量化,未壓縮,因此要求μ>0。隨著μ增大,小幅度信號的壓擴特性明顯,μ一般取值為100~500。不同的μ值的壓縮特性如圖2—11所示。2)A律壓擴特性A律壓擴特性表示式為式中,A是壓縮參數(shù)。當A=1時,y=x,輸出與輸入呈線性關(guān)系,屬于均勻量化;當A>1時,隨著A增大,壓縮特性越明顯。由式(2—14)可知,在

范圍內(nèi),y是直線段;在

范圍內(nèi),y是一條對數(shù)曲線,如圖2—12所示。

3)A律13折線壓擴特性

上述的μ律特性和A律特性都是用模擬器件實現(xiàn)的,要保證擴張?zhí)匦耘c壓縮特性嚴格互逆,是很難實現(xiàn)的。隨著集成電路和數(shù)字技術(shù)的迅速發(fā)展,數(shù)字壓擴技術(shù)的應(yīng)用日益廣泛。利用數(shù)字集成電路,可以用多段折線來近似壓縮特性曲線。

在實際中采用的壓擴特性主要有15折線μ律(μ=255)特性和13折線A律(A=87.6)特性等。下面以13折線A律特性為例來說明具體的實現(xiàn)方法。

在x軸0~1(歸一化)范圍內(nèi),以

遞減規(guī)律分成8個不均勻段,其分段點是在y軸0~1(歸一化)范圍內(nèi),以均勻分段方式分成8個均勻段,其分段點是

在x—y平面上找到x軸和y軸對應(yīng)的分段線相交點,相鄰兩點連線,就可得到斜率不同的8段折線,如圖2—13所示。

由式(2—14)可知,在范圍內(nèi),A律特性是直線段,要使之與圖2—13所示的折線近似,此直線斜率必須與折線的第1段斜率相等,可得出A=87.6。

將A=87.6代入式(214)可以計算出不同x取值時y的取值。將A=87.6的A律特性曲線與13折線對比列于表2—1。

由表2—1可以看出,對應(yīng)同一y值,兩種情況計算所得x值基本上相等,說明兩種壓縮特性十分接近。

同理,對-1~0范圍內(nèi)的信號同樣可以得到8段折線。正、負雙向合起來共16段折線。從折線的各段斜率計算可知,-1~+1范圍內(nèi)第1段與第2段的斜率都是16,兩者相等,所以靠近零點附近的4段折線實際上是一段直線,因此在-1~+1范圍內(nèi)就形成了總數(shù)為13段的折線,簡稱為A律13折線。采用A律13折線特性進行非均勻量化后的量化信噪比與均勻量化信噪比的關(guān)系為

式中,ki為13折線各段斜率,20lgki稱為信噪比改善量,不同段落的信號信噪比改善量不同。

對于動態(tài)范圍為40dB的語音信號,為達到信噪比要求,應(yīng)有編碼位數(shù)n≥6.2,所以最小碼位數(shù)為n=7。

可見對于同樣的動態(tài)范圍,采用非均勻量化只需7位碼,采用均勻量化則需要11位碼。非均勻量化有效提高了小信號的信噪比。

2.1.4編碼與解碼

編碼是把量化后的樣值信號用二進制碼組表示,目前電話通信中,語音信號通常采用8位二進制代碼表示每個樣值。8位二進制碼元總共組成256個不同的碼字,可以表示256個量化值。現(xiàn)在結(jié)合A律13折線特性來說明編碼方法。

A律13折線特性的編碼方法是對信號樣值采用歸一化處理后,在0~1范圍內(nèi)先進行非均勻量化分段再進行編碼。

1.非均勻量化分段方案

(1)以遞減規(guī)律將0~1范圍分成8個大段,其分段點分別是(2)分別把8個大段均勻量化成16個小段,共分128段,考慮正、負雙極性,則共計256個量化段,編碼時需要8位二進制碼。其中,最小量化間隔為2.碼字安排采用A律13折線編碼時所需要的8位二進制碼由1位極性碼和7位非線性幅度碼組成,具體安排如下。(1)a1:極性碼。a1=1,表示正極性;a1=0,表示負極性。(2)a2a3a4:段落碼。共有8種組合000~111,分別表示對應(yīng)的8個大段。(3)a5a6a7a8:段內(nèi)碼。共有16種組合0000~1111,分別表示每大段內(nèi)的16個小段。段落碼與8個段落的對應(yīng)關(guān)系如表2—2所示。段內(nèi)碼與16個量化級的對應(yīng)關(guān)系如表2—3所示。8個大段的電平量化值與碼字的對應(yīng)關(guān)系如表2—4所示。3.編碼過程現(xiàn)實中常采用逐次比較反饋型編碼方法完成A律13折線編碼。逐次比較是指每編一位碼就要進行一次比較;反饋是指每編出的一位碼,除了向外輸出,還需要反饋回編碼器用來控制后續(xù)工作。上述編碼方法是把壓縮、量化和編碼合為一體的方法。該編碼方法的關(guān)鍵是比較時參考值的確定,在A律13折線編碼中常采用段落對分的原則確定參考值,編碼過程分兩步來進行。第一步,確定極性碼。極性碼根據(jù)輸入信號的極性來確定,比較編碼時參考值為零。當is≥0時,a1=“1”碼;當is<0時,a1=“0”碼。第二步,確定幅度碼。幅度碼由樣值信號的絕對大小來確定,編碼時所需的參考值以量化段為單位,逐次對分,對分點的電平值即是參考值IRi。當Is≥IRi時,ai=“1”碼;當Is<IRi時,ai=“0”碼。1)段落碼參考值的確定段落碼參考值采用段落對分原則確定,如圖214所示。第一次參考值為第1~4段和5~8段的分界點,即IRi=128Δ。

第二次參考值由a2結(jié)果決定。當a2=0時,表示信號處于1~4段,對分點為1~2段和3~4段的分界點,即IR3=32Δ;當a2=1時,表示信號處于5~8段,對分點為5~6段和7~8段的分界點,IR3=512Δ。

第三次參考值由a2a3的結(jié)果來決定。當a2a3=00時,表示信號處于1~2段,對分點為第1段和第2段的分界點,即IR3=16Δ;當a2a3=01時,表示信號處于3~4段,對分點為第3段和第4段的分界點,即IR3=64Δ;當a2a3=10時,表示信號處于5~6段,對分點為第5段和第6段的分界點,即IR3=256Δ;當a2a3=11時,表示信號處于7~8段,對分點為第7段和第8段的分界點,即IR3=1024Δ。2)段內(nèi)碼參考值的確定段內(nèi)碼參考值的確定同樣采用段落對分原則,由已編的碼決定后一位碼的判斷參考值,即IR5=IBi+8Δi;IR6=IBi+8Δi·a5+4Δi;IR7=IBi+8Δi·a5+4Δi·a6+2Δi;IR8=IBi+8Δi·a5+4Δi·a6+2Δi·a7+Δi。4.逐次比較反饋型編碼器逐次比較反饋型編碼器由兩大部分組成:比較判決和碼形成電路、參考值的提供電路(本地解碼)。逐次比較反饋型編碼器的原理框圖如圖2—15所示。

經(jīng)抽樣保持的PAM信號分成兩路,一路送入極性判決電路,在D1時刻進行判決,產(chǎn)生極性碼a1,信號為正極性時a1=1,信號為負極性時a1=0。

另一路經(jīng)全波整流后送入幅度碼形成電路,與本地解碼器產(chǎn)生的參考值進行比較,產(chǎn)生幅度碼a2…a8,其比較是按時序脈沖D2…D8逐位進行的。D1…D8脈沖的時序關(guān)系如圖2—16所示。

本地解碼器的作用是將極性碼以外的a2…a7各位碼逐位反饋,經(jīng)串/并變換,并記憶為M2…M8,再將M2…M8(7位非線性碼)經(jīng)7/11變換電路變換為相應(yīng)的11位線性碼,最后經(jīng)11位線性解碼網(wǎng)絡(luò)解碼,即可輸出相應(yīng)的判決用的參考值IR或UR。7/11變換的碼組對應(yīng)關(guān)系應(yīng)是等值的。7位非線性碼對應(yīng)的電平值可按下式進行計算:11位線性碼各碼位對應(yīng)的電平值如表2—5所示。11位線性碼的碼字電平為5.碼字電平碼字電平是指采用A律13折線編碼方法編出的碼字所對應(yīng)的電平值,即量化時所取的量化值,也稱為編碼電平,用下面公式可計算出該電平值:6.解碼解碼是編碼的反過程,即將二進制碼字轉(zhuǎn)換為PAM樣值信號。根據(jù)接收到的二進制碼字情況,分析該碼字所代表的信號極性,再判斷信號所屬的量化段,最后求出對應(yīng)的電平大小。A律13折線解碼器的原理框圖如圖2—17所示。接收到的PCM串行碼經(jīng)過串/并變換記憶電路變?yōu)椴⑿写a,并由記憶電路記憶,通過7/12變換、寄存讀出和12位線性解碼網(wǎng)絡(luò)輸出相應(yīng)的PAM信號。當采用A律13折線編碼方法時,為了使電路實現(xiàn)簡單,量化值都取量化間隔的下限,這樣所產(chǎn)生的量化誤差|ei|≤Δi,合理的量化值應(yīng)是每一量化間隔的中間值,這時的量化誤差是|ei|≤Δi/2。為了保證接收端解碼后的量化誤差不超過Δi/2,在接收端加入Δi/2的補差項,這樣可得出解碼電平值計算公式為解碼誤差為2.2差值脈沖編碼調(diào)制

從語音信號的相關(guān)性分析可知,當以一定的時間間隔對語音信號進行抽樣時,相鄰樣值之間都存在著很強的相關(guān)性。PCM編碼沒有考慮這些相關(guān)性,直接對每一個樣值信號獨立進行編碼,所以編碼所得到的信號中會含有一定的冗余信息,使編碼信號的速率有一些不必要的增加,從而降低了傳輸效率。由此可見,利用語音信號的相關(guān)性降低編碼速率是實現(xiàn)語音信號高效編碼的有效方法之一。DPCM就是考慮利用語音信號的相關(guān)性,找出可反映信號變化特征的一個差值進行量化和編碼,根據(jù)相關(guān)性原理,這一差值的幅度范圍一定小于原信號幅度的范圍。因此,在保持相同量化誤差的前提條件下,量化電平數(shù)量可以減少,編碼位數(shù)相應(yīng)減少,編碼速度降低,也就是壓縮了編碼速率。一般地,人們把編碼后碼速率低于64kb/s的編碼方式稱為語音壓縮編碼。

2.2.1DPCM系統(tǒng)原理

差值脈沖編碼調(diào)制(DPCM)是一種對樣值信號的差值進行量化和編碼的通信方式,一般是以預(yù)測的方式來實現(xiàn)的。預(yù)測是指當知道了有相關(guān)性信號的一部分時,就可對其余部分進行推斷和估值。具體地說,如果知道了一個信號在某一時刻以前的狀態(tài),就可對它的后來值進行估計。

1.DPCM編碼

這種脈沖編碼調(diào)制方式在發(fā)送端首先對模擬的語音信號進行抽樣,然后求取樣值的差值信號,再對樣值的差值信號進行量化和編碼,編碼得到的數(shù)字信號通過信道傳輸?shù)竭_接收端。其中求取差值所需要的前一相鄰時刻樣值由預(yù)測器產(chǎn)生,預(yù)測器一般由延遲一個周期的記憶電路實現(xiàn)。DPCM系統(tǒng)的原理框圖如圖218所示。

設(shè)樣值序列為S(0),S(1),S(2),S(3),…,S(n),樣值的差值d(i)是本時刻樣值與前一相鄰時刻樣值之間的差值,d(i)=S(i)-Sp(i),其中,Sp(i)=S'(i-1)為預(yù)測值。在t=0時刻,設(shè)前一相鄰時刻的樣值是0,則有d(0)=S(0),量化值為d'(0)。DPCM原理示意如圖2—19所示。2.DPCM解碼接收端與發(fā)送端的功能相反,通過解碼還原出樣值的差值信號,再經(jīng)過相加器得到恢復(fù)的近似樣值信號,最后經(jīng)過低通濾波器的平滑作用,恢復(fù)和重建原始模擬信號。其中,接收端的預(yù)測器與發(fā)送端的相同,即由上述分析可知:恢復(fù)的信號樣值等于過去到現(xiàn)在的所有差值信號的累積。量化誤差為2.2.2ADPCM系統(tǒng)原理

自適應(yīng)差值脈沖編碼調(diào)制(ADPCM)是在DPCM編碼技術(shù)的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的。在通信過程中,由于語音信號隨時都會發(fā)生變化,為了能在相當寬的動態(tài)變化范圍內(nèi)得到最佳的性能,進一步提高通信質(zhì)量,可在DPCM系統(tǒng)中增加自適應(yīng)系統(tǒng),這種DPCM系統(tǒng)稱為自適應(yīng)差值脈沖編碼調(diào)制(ADPCM),它是語音壓縮編碼方法中復(fù)雜程度較低的一種,它能在32kb/s數(shù)碼率的條件下達到符合64kb/s數(shù)碼率的語音質(zhì)量。自適應(yīng)包括自適應(yīng)預(yù)測和自適應(yīng)量化兩方面的含義,圖220為ADPCM系統(tǒng)的原理框圖。從圖220中可以看出,ADPCM系統(tǒng)的編碼和解碼電路結(jié)構(gòu)基本和DPCM系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)相同,不同的是在DPCM的基礎(chǔ)上加上了兩部分電路———自適應(yīng)量化和自適應(yīng)預(yù)測,使編碼系統(tǒng)的性能得到了很大程度的優(yōu)化。1.自適應(yīng)量化自適應(yīng)量化是指量化器的量化級差隨著輸入差值電平d(n)的改變而自動改變。輸入差值電平大的時候,量化級差也大;輸入差值電平小的時候,量化級差也小?？衫眠@—特性來減小量化噪聲。量化部分電路主要是量化尺度適配器,它是由定標因子自適應(yīng)和自適應(yīng)速度控制兩部分電路組成的。編碼器中量化器的自適應(yīng)受量化尺度適配器中的定標因子控制,為了適應(yīng)語音信號、帶內(nèi)數(shù)據(jù)、信令等信號的不同統(tǒng)計特性,一般定標量化器采用雙模式自適應(yīng)方式。CCITT的建議如下:(1)快速定標因子用于語音等信號,這類信號產(chǎn)生波動大的差值信號。(2)慢速定標因子用于帶內(nèi)數(shù)據(jù)、單頻等信號,這類信號產(chǎn)生波動小的差值信號。自適應(yīng)的速度受快速和慢速定標因子的組合控制,這種控制由量化尺度適配器中的自適應(yīng)速度控制電路來完成,控制參數(shù)通過對輸出ADPCM碼流的濾波獲得。2.自適應(yīng)預(yù)測為了獲得最大的預(yù)測增益,通常采用自適應(yīng)預(yù)測方式,預(yù)測系數(shù)在預(yù)測過程中實時調(diào)整。差值在累加時