數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計

數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)設(shè)計數(shù)字化電氣測量系統(tǒng)基本構(gòu)成數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（S/H&A/D）集中式多路分時采集多路同步采集分布式利用計算機(jī)網(wǎng)絡(luò)將分散的數(shù)據(jù)采集站點聯(lián)接成一個大的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)集中式數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)（S/H&A/D）按照是否多路共用采樣保持器S/H，多路模擬輸入通道可分為：集中式數(shù)據(jù)采集多路分時采樣不強(qiáng)調(diào)多路輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)性分布式數(shù)據(jù)采集多路同時采樣強(qiáng)調(diào)多路輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)性，如同時采樣電壓和電流計算功率、阻抗等。分布式數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)每個采集站都可成為數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)不要求實時數(shù)據(jù)，一般用于設(shè)備的數(shù)據(jù)維護(hù)和管理常用片上外圍接口可用的微處理器種類非常多，但片上外圍接口基本一致。A/D輸入接口外部中斷輸入接口外部事件計數(shù)輸入接口顯示接口（LED、LCD）通信接口（I2C、SPI、SCI、CAN、USB）脈沖捕捉接口（Capture）正交編碼脈沖接口（QEP）PWM輸出編程及調(diào)試平臺：IAR，Keil調(diào)試工具：Jtag仿真器A/D

轉(zhuǎn)換器基礎(chǔ)A/D轉(zhuǎn)換器的基本概念將模擬量轉(zhuǎn)換成與之相應(yīng)的數(shù)字量的器件。

A/D轉(zhuǎn)換過程主要包括采樣、量化和編碼三個過程組。1.采樣：把輸入的連續(xù)時間變化的模擬量離散化，即變成時間域上斷續(xù)的模擬量。2.量化：把采樣取得的在時域上斷續(xù)但是在幅值上連續(xù)的模擬量進(jìn)行量化。3.編碼：把已經(jīng)量化的數(shù)字量用一定的代碼表示輸出。

A/D轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標(biāo)1．分辨力:Q=VFS／2n

位數(shù)n越多，則量化增量越小，量化誤差越小，分辨力也就越高。常用的有8位、10位、12位、16位、24位等。例如，某A／D轉(zhuǎn)換器輸入模擬電壓的變化范圍為-10V～+10V，轉(zhuǎn)換器為8位，若第一位用來表示正、負(fù)符號，其余7位表示信號幅值，則最末一位數(shù)字(一個LSB)可代表80mV模擬電壓，即轉(zhuǎn)換器可以分辨的最小模擬電壓為80mV。而同樣情況用一個10位轉(zhuǎn)換器能分辨的最小模擬電壓為20mV（分辨力Q=10V／29≈20mV）。2．轉(zhuǎn)換精度（最大量化誤差）由于采用了四舍五入的方法，最大量化誤差為分辨力數(shù)值的一半。全量程的相對誤差則為（Q／2VFS×100％）?？梢?，A／D轉(zhuǎn)換器數(shù)字轉(zhuǎn)換的精度由最大量化誤差決定。實際上，許多轉(zhuǎn)換器末位數(shù)字并不可靠，實際精度還要低一些。

3．轉(zhuǎn)換速度轉(zhuǎn)換速度是指完成一次轉(zhuǎn)換所用的時間。轉(zhuǎn)換速度與轉(zhuǎn)換原理有關(guān)，如逐位逼近式A／D轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換速度要比雙積分式A／D轉(zhuǎn)換器高許多。除此以外，轉(zhuǎn)換速度還與轉(zhuǎn)換器的位數(shù)有關(guān)，一般位數(shù)少的轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換速度高。目前常用A／D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換位數(shù)有8、10、12、14、16位，其轉(zhuǎn)換速度依轉(zhuǎn)換原理和轉(zhuǎn)換位數(shù)不同而不同，一般在幾微秒至幾百毫秒之間。

由干轉(zhuǎn)換器必須在采樣間隔Ts內(nèi)完成一次轉(zhuǎn)換工作，因此轉(zhuǎn)換器能處理的最高信號頻率就受到轉(zhuǎn)換速度的限制。如50us內(nèi)完成10位A／D轉(zhuǎn)換的高速轉(zhuǎn)換器，這樣，其采樣頻率可高達(dá)20KHZ。

A/D轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標(biāo)A/D轉(zhuǎn)換原理1．逐次比較（SAR）型ADC2．并行比較型A/D轉(zhuǎn)換器雙積分型（DualRamp）

ADC

Σ-Δ型

ADC工作原理逐次比較（SAR）型ADC3bits逐次逼近式轉(zhuǎn)換器的構(gòu)成原理。首先，控制電路使SAR寄存器的輸出為100，經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓Vr,送到電壓比較器于模擬輸入電壓Vin進(jìn)行比較，若Vin>Vr,則通過控制電路將最高位的1保留，反之，則將最高位置0；接著將次高位置1，再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電壓Vr，重復(fù)上一步，根據(jù)比較結(jié)果決定次高位是1還是0；最后所有位都比較結(jié)束后，轉(zhuǎn)換完成。這樣SAR寄存器中保存的二進(jìn)制數(shù)就是A/D轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)碼。一般最快轉(zhuǎn)換時間一般于1us。SAR型ADC電路規(guī)模屬于中等,功耗低，在低分辯率（<12位）時價格便宜，但高精度（>12位）時價格很高。3bits逐次逼近式轉(zhuǎn)換器的構(gòu)成和工作原理1.控制電路使SAR寄存器的輸出為100，經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓Vr,送到電壓比較器于模擬輸入電壓Vin進(jìn)行比較，若Vin>Vr,則通過控制電路將最高位的1保留，反之，則將最高位置0；2.接著將次高位置1，再經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的電壓Vr，重復(fù)上一步，根據(jù)比較結(jié)果決定次高位是1還是0；最后所有位都比較結(jié)束后，轉(zhuǎn)換完成。這樣SAR寄存器中保存的二進(jìn)制數(shù)就是A/D轉(zhuǎn)換后的輸出數(shù)碼。特點：一般最快轉(zhuǎn)換時間>1us電路規(guī)模中等,功耗低低分辯率（<12位）時價格便宜，但高精度（>12位）時價格很高。逐次比較（SAR）型ADC并行比較（Flash）型A/D轉(zhuǎn)換器由電阻分壓器、電壓比較器及編碼電路組成，輸出的各位數(shù)碼是一次形成的，是速度最快的一種A/D轉(zhuǎn)換器。圖中由23=8個相等的電阻串聯(lián)成電阻分壓器，產(chǎn)生不同數(shù)值的參考電壓，形成1/8UREF-7/8UREF共23-1=7種量化電平,7個量化電平分別加在7個電壓比較器的反相輸入端，模擬輸入電壓Vin加在比較器的同相輸入端。當(dāng)Vin大于或等于量化電平時，比較器輸出為1，否則輸出為0，電壓比較器用來完成對采樣電壓的量化。比較器的輸出送到優(yōu)先編碼器進(jìn)行編碼，得到3位二進(jìn)制代碼D2D1D0。特點：1.并行比較型A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換精度主要取決于量化電平的劃分，分得越精細(xì)，精度越高。2.最大優(yōu)點是具有較快的轉(zhuǎn)換速度，但是，所用的比較器和其他硬件較多，輸出數(shù)字量位數(shù)越多，轉(zhuǎn)換電路將越復(fù)雜。3.適用于10MSPS以上的高速采集、低精度要求的場合。雙積分(DualRamp)型ADC當(dāng)選擇T1為干擾信號周期的整數(shù)倍時，對周期內(nèi)平均值為零的周期性干擾有很好的濾波效果，如正弦工頻干擾。雙積分(DualRamp)型ADCΣ-Δ型ADCΣ-ΔA/D轉(zhuǎn)換器的核心是Σ-Δ調(diào)制器(Σ代表積分運算，Δ代表差分運算)。上圖為一階Σ-Δ調(diào)制器，以過采樣頻率KfS(fS為Nyquist頻率，K大于10)將模擬輸入VIN轉(zhuǎn)變成一串脈沖輸出。調(diào)制器輸出端脈沖中“1”與“0”之比代表模擬輸入的平均值。這樣的脈沖串被送入一個數(shù)字濾波器。Σ-ΔADC的數(shù)字濾波器一般用SINC(Sin(x)/x)函數(shù)的脈沖響應(yīng)實現(xiàn)低通濾波器。該濾波器輸出接至抽樣電路，以降低輸出碼率。

各點電壓波形（輸入正弦電壓）過采樣—噪聲成形—低通濾波傳統(tǒng)ADC以Nyquist頻率fs采樣一單頻正弦信號。FFT分析結(jié)果包含一個單頻fs和分布于DC到fs／2間的隨機(jī)噪聲-量化噪聲；量化噪聲是由于有限的ADC分辨率而造成的。單頻信號的RMS幅度和所有頻率量化噪聲的RMS幅度之和的比值就是信號噪聲比(SNR)。將采樣頻率提高K倍，SNR值未變,但FFT分析顯示量化噪聲基線降低了，噪聲能量分散到一個更寬的頻率范圍。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器利用這一特點，對調(diào)制器輸出脈沖進(jìn)行數(shù)字濾波。大部分噪聲被數(shù)字濾波器濾掉，這樣，低頻段量化噪聲的RMS就降低了。積分器用來對誤差電壓求和，對于輸入信號表現(xiàn)為一個低通濾波器，而對于量化噪聲則表現(xiàn)為高通濾波。這樣，大部分量化噪聲就被推向更高的頻段。和前面的簡單過采樣相比，總的噪聲功率沒有改變，但噪聲的分布發(fā)生了變化．?dāng)?shù)字濾波和抽取Σ-Δ調(diào)制器以采樣速率輸出1bit數(shù)據(jù)流，頻率可高達(dá)MHz量級。數(shù)字濾波和抽取的目的是從該數(shù)據(jù)流中提取出有用的信息，并將數(shù)據(jù)速率降低到可用的水平。Σ-ΔADC中的數(shù)字濾波器對1bit數(shù)據(jù)流求平均，移去帶外量化噪聲并改善ADC的分辨率。數(shù)字濾波器決定了信號帶寬、建立時間和阻帶抑制。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器中廣泛采用的濾波器拓?fù)涫荢INC3，一種具有低通特性的濾波器。SINC濾波器除了濾除量化噪聲這一顯著功能外，也有助于提供輸出碼率整數(shù)倍頻上的濾波器陷波。傳統(tǒng)的A/D變換技術(shù)在實現(xiàn)極高精度（大于16位）的A/D變換器時在性能、代價等方面受到了極限性的挑戰(zhàn)，而且由于難以與數(shù)字電路系統(tǒng)實現(xiàn)單片集成，因而不適應(yīng)VLSI技術(shù)的發(fā)展。近年來Σ-Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器正以其分辨率高、線性度好、成本低等特點得到越來越廣泛的應(yīng)用，特別是在既有模擬又有數(shù)字的混合信號處理場合更是如此。幾類ADC的比較轉(zhuǎn)換時間分辨率價格應(yīng)用領(lǐng)域雙積分ADC10-100ms12-24bits便宜直流和低頻V/F變換器10-100ms10-24bits便宜直流和低頻逐次比較10-100us8,12,16bits適中中速高精度并行比較10ns-1us5-10bits貴高速低精度∑-

型ADC100ns-10us16-24bits貴高速高精度MCU、DSP的GPIO口

通常一個并行GPIO口的寬度等于8或16位。MCS-51的P0-P3口為8位并口TIC2000DSP的GPIOA口為16-bit組成GPIO口的每根口線（I/OLine）可以通過軟件編程初始化為輸入或輸出口。當(dāng)口線編程為輸入口時，該輸入口的輸入阻抗很高，而編程為輸出口線時，輸出阻抗很低（OC門輸出高阻抗時除外）。

GPIO口的驅(qū)動能力不論是輸入口線還是輸出口線，其長期工作的輸入、輸出電流一般在1mA左右，所以不能用GPIO口線直接驅(qū)動負(fù)載，如LED（10mA左右）、繼電器線圈（幾十到幾百mA）。23設(shè)計要點:利用晶體管擴(kuò)展I/O口電流晶體管功率驅(qū)動電路

合理確定Ui、R與V的電流放大系數(shù)

值之間的數(shù)值關(guān)系，充分滿足：

I

b

I

L/

可確保V導(dǎo)通時工作于飽和區(qū)，以降低V的導(dǎo)通電阻及減小功耗。對于MCU、DSP的I/O口輸出電平Ui基本等于自身的電源電壓，輸出電流可最大選1mA?；鶚O限流電阻R>（Ui-0.7）/1mA

當(dāng)所需的負(fù)載電流IL較大時，由于單個晶體管的

值有限，輸入控制信號電流Ib必須很大，以確保V導(dǎo)通時工作于飽和區(qū)。為減小對控制信號電流強(qiáng)度的要求，可采用復(fù)合晶體管(達(dá)林頓器件)構(gòu)成功率驅(qū)動電路。用達(dá)林頓陣列擴(kuò)展GPIO口輸出電流目前有許多集成的達(dá)林頓陣列可以方便擴(kuò)展I/O口輸出電流。如ULN200x系列。左圖是原理圖，右圖是集成達(dá)林頓陣列的邏輯圖。輸入TTL電平，輸出電流最大500mA。達(dá)林頓陣列舉例-ULN2003P1.0輸出高電平，1C腳輸出低（約1.5V），這樣就有約3.5V的電壓加在370ohm的電阻上，可提供9-10mA的電流，驅(qū)動LED發(fā)光。還可以用于驅(qū)動小型繼電器，LCD背光等。

OpenConnectorGate(OC門)

OC門輸出本身只能輸出低電平和高阻抗。在輸出高阻抗時的等效電路如圖所示，這是由于其內(nèi)部沒有上拉到正電源的MOS管或上拉電阻所致。該當(dāng)需要輸出高電平時，必須在外部加上拉到正電源的上拉電阻，否則OC門對外呈現(xiàn)高阻抗。OC門有兩種用途：1.當(dāng)負(fù)載在輸入高電平需吸收較大電流時，OC門利用外部上拉電阻向負(fù)載輸出較大的電流。2.與不同電源電壓的數(shù)字電路連接時，將外部電阻上拉到所需的電平，實現(xiàn)不同高電平數(shù)字電路的互連。+5V和+3.3V數(shù)字I/O接口的互聯(lián)由于5V和3.3V電源供電的數(shù)字電路經(jīng)常共存，它們公用相同的數(shù)字地，所以低電平時兩種電源供電的低電平信號是一樣的，但5V電源電路用（5V-Vces）表示高電平，而3.3V電源電路用（3.3V-Vces）表示高電平，這就需要分下列兩種情形來分析。(1)+3.3V電平送+5V數(shù)字系統(tǒng)3.3V數(shù)字電路輸出的高電平已經(jīng)高于+5V數(shù)字電路的高電平閾值，所以這種情況可以直接相連。(2)+5V電平送+3.3V數(shù)字系統(tǒng)+5V數(shù)字電路輸出的高電平已經(jīng)超過+3.3V供電的數(shù)字電路的電源電壓，可能損壞+3.3V系統(tǒng)的輸入電路。此時，需在兩種數(shù)字系統(tǒng)中增加電平轉(zhuǎn)換芯片如74LVC245。74LS245是一個帶DIR方向控制和G使能端的8路總線驅(qū)動器，其真值表和管腳封裝圖如下所示。+5VTTL輸入+3.3VTTL輸出74LS245是3.3V供電的8路總線驅(qū)動器，允許+5V的TTL電平輸入，輸出為+3.3VTTL電平。5.7智能電表5.7.1智能電表的基本功能智能電表是數(shù)字測量技術(shù)和計算機(jī)通信技術(shù)在電能計量中的結(jié)晶，智能電網(wǎng)將要使用大量的智能電表。與傳統(tǒng)的感應(yīng)式電度表不同的是，智能電網(wǎng)中的智能電表應(yīng)具備下述基本功能：靈活的電價：根據(jù)電網(wǎng)負(fù)荷的高低浮動分時電能計量：雙向電能計量：適應(yīng)分布式綠色能源接入遠(yuǎn)程抄表：無線，智能卡5.2數(shù)字化電能計量基礎(chǔ)電流和電壓分別由電流互感器CT和電壓互感器PT測量，二次側(cè)的輸出送差分放大器去除共模信號后放大以滿足A/D量程。在CT的輸出串聯(lián)兩個一樣阻值的電阻，并在中心點接地。A/D轉(zhuǎn)換器的輸出中的直流分量通過高通濾波器濾除。數(shù)字乘法器將瞬時電壓和瞬時電流相乘后得到瞬時功率S(t)。下面用時域中模擬電壓和電流的乘積來定性解釋離散數(shù)字域中瞬時功率S(k)的構(gòu)成。下面用時域中模擬電壓和電流的乘積來定性解釋離散數(shù)字域中瞬時功率S(k)的構(gòu)成。設(shè)瞬時電壓和瞬時電流分別為：則瞬時功率瞬時電能S(t)中包含的直流成分UIcos

就是有功功率P，交流成分UIcos(2

t+

)

就是瞬時無功Q(t)，并且

Q(t)為兩倍基波的交流量，經(jīng)低通濾波器LPF濾除Q(t)后，得到有功功率P。三相多功能數(shù)字電能計量芯片ADE7878實際的電能計量中需要考慮各種因數(shù)，如負(fù)載電壓和電流中除50Hz基波外還包含高次諧波，測量系統(tǒng)中各環(huán)節(jié)存在相位誤差，三相供電線路故障等。ADI公司綜合了其在模擬信號處理、高精度Σ-

模數(shù)轉(zhuǎn)化器、數(shù)字信號處理等方面的技術(shù)，推出了高性能三相數(shù)字電能計量芯片ADE78xx系列，大大簡化了三相智能電表的設(shè)計開發(fā)。ADE78xx內(nèi)部的數(shù)字信號處理模塊包含許多內(nèi)部數(shù)據(jù)寄存器，用來存放測量和運算的結(jié)果，這些數(shù)據(jù)可以通過片上的數(shù)據(jù)通信接口（SPI、I2C和HSDC）傳給外部的MCU用來計量一段時間的用電量。AD78xx系列電能計量芯片ADE7854ADE7858ADE7868ADE7878ADC精度24bitΣ-

24bitΣ-

24bitΣ-

24bitΣ-

三相接線方式三相三線/四線三相三線/四線三相三線/四線三相三線/四線測量總有功是是是是測量總無功否是是是測量基波有功/無功否否否是波形數(shù)據(jù)寄存器可讀可讀可讀可讀電流傳感器CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈CT或Rogowski線圈測量中線電流否否否是校正功能RMS;相位;增益RMS;相位;增益RMS;相位;增益RMS;相位;增益通訊接口SPI，I，HSDCSPI，I，HSDCSPI，I，HSDCSPI，I，HSDCTamper檢測無無有有ADE7878的特點ADE7878除了常規(guī)的總有功功率測量，還可以測量總無功功率，也能計量基波有功和無功，并能在三相四線制系統(tǒng)處于TAMPER方式下采用電池供電保持電能計量。TAMPER方式是指三相四線制種的中線斷線，相電壓無法檢測，但線電流仍然處于正常范圍內(nèi)的一種工作方式。此時，由于沒有輸入電壓數(shù)據(jù)，計算電能時，ADE7868/7878用系統(tǒng)額定電壓計算電能。ADE78XX完成的是瞬時功率（有功和無功）的測量，而電能計量指的是長期的用電量的計量，而智能電表還需具備分時計量的功能，這樣還需要一片MCU來統(tǒng)計不同時段的電量數(shù)據(jù)。管腳號管腳名稱描述3，2PM1：PM0設(shè)置ADE78xx的工作方式為下列四種工作方式的之一PSM0-NormalPowerMode;PSM1-ReducedPowermode;PSM2-LowPowermode;PSM3-SleepMode其中PSM1和PSM2只使用于ADE7868、ADE78784RESET外部復(fù)位輸入，低有效，低電平持續(xù)時間大于10us7，8IAP，IANA相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V9，12IBP，IBNB相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V13，14ICP，ICNC相電流差分輸入至內(nèi)部的可調(diào)增益放大器，輸入范圍

0.5V18VN三相電壓輸入的公共端23,22,19VAP，VBP，VCP三相電壓輸入（相對于VN的單端信號），輸入范圍

0.5V17REFIN/OUT內(nèi)部1.2V的參考電壓輸出；與AGND間并聯(lián)4.7uF電解電容和100nF瓷片電容2932IRQ0IRQ1低電平有效，中斷請求輸出。一般連接MCU或DSP的外部中斷請求輸入27CLKIN外部時鐘輸入；或在CLKIN和CLKOUT間并聯(lián)一個晶振，利用內(nèi)部的振蕩電路產(chǎn)生所需時鐘。28CLKOUT時鐘輸出；或在CLKIN和CLKOUT間并聯(lián)一個晶振，利用內(nèi)部的振蕩電路產(chǎn)生所需時鐘。33,3435CF1