帶隙基準(zhǔn)學(xué)習(xí)筆記

帶隙基準(zhǔn)設(shè)計指標(biāo)設(shè)定該帶隙基準(zhǔn)將用于給LDO提供基準(zhǔn)電壓，LDO的電源電壓變化范疇為到，因此帶隙基準(zhǔn)的電源電壓變化范疇與LDO的相似。LDO的PSR要受到帶隙基準(zhǔn)PSR的影響，故設(shè)計的帶隙基準(zhǔn)要有高的PSR。由于LDO是用于給數(shù)字電路提供電源，因此對噪聲規(guī)定不是很高。下表該帶隙基準(zhǔn)的指標(biāo)。電源電壓~輸出電壓溫度系數(shù)35ppm/℃PSR@DC，@1MHz-80dB，-20dB積分噪聲電壓（1Hz~100kHz）<1mV功耗<25uA線性調(diào)節(jié)率<%B.拓撲構(gòu)造的選擇上圖是傳統(tǒng)構(gòu)造的帶隙基準(zhǔn)，假設(shè)尺寸相似，那么輸出電壓為是負溫度系數(shù)，對溫度求導(dǎo)數(shù)，得到公式（Razavi，Page313）：其中，。如果輸出電壓為零溫度系數(shù)，那么：得到：帶入：得到：在27°溫度下，輸出電壓等于，不大于電源電壓，可這個電路并不能工作在電源電壓下，由于對于帶隙基準(zhǔn)里的運放來說，共模輸入范疇會受到電源電壓限制，電源電壓的最小值為：其中，是三極管的導(dǎo)通電壓，是運放差分輸入管對的柵源電壓，是運放差分輸入管對尾電流源的過驅(qū)動電壓。對于微安級別的電流，能夠認(rèn)為：這里將差分輸入對的體和源級短接以減小失配，同時閾值電壓不會受到體效應(yīng)的影響。假設(shè)差分對尾電流源的過驅(qū)動電壓為100mV，那么，電源電壓的最小值為：下表列出了工藝P33晶體管閾值電壓和三極管的導(dǎo)通電壓隨Corner角和溫度變化的狀況：-40°27°80°slow-826mV-755mV-699mVtypical-730mV-660mV-604mVfast-637mV-567mV-510mVBJT的-40°27°80°slow830mV720mV630mVtypical840mV730mV640mVfast860mV750mV660mV能夠計算出在不同溫度的Corner角下電源電壓的最小值：-40°27°80°slowtypicalfast能夠看出，對于大部分狀況，電源電壓無法確保帶隙基準(zhǔn)中運放的正常工作，因此必須改善電路構(gòu)造，使其能夠工作在電源電壓下。上圖是一種實用的低壓帶隙基準(zhǔn)的構(gòu)造，假設(shè)尺寸相似，同樣假設(shè)：那么，輸出電壓為：如果輸出電壓為零溫度系數(shù)，那么：得到：帶入：得到：能夠通過設(shè)立與的比值，將輸出電壓設(shè)定在任意值。誤差放大器輸入端在和處，通過將設(shè)立為1，將這兩點電壓設(shè)定為BJT導(dǎo)通電壓的二分之一，計算出在不同溫度和Corner角下電源電壓的最小值：-40°27°80°slowtypicalfast能夠看到，最壞狀況出現(xiàn)在SlowCorner角低溫下，電源電壓最小值仍然不大于，意味著這種構(gòu)造能夠滿足本次低壓設(shè)計的規(guī)定。越大，電源電壓的最小值越低，但是帶隙基準(zhǔn)環(huán)路增益也變低了。將設(shè)立為1，輸出電壓可覺得，但是這時候帶隙基準(zhǔn)的低頻PSR會變差，為了提高低頻PSR，運放的增益要很高，但是在這種電路中，PSR不僅與運放增益有關(guān)，還與輸出級PMOS晶體管的輸出電阻有關(guān)，以下圖所示：當(dāng)PMOS晶體管輸出電阻足夠小的時候，的柵源電壓微小變化引發(fā)的電流變化與流過小信號輸出阻抗的電流相比能夠忽視不計，那么此時能夠近似認(rèn)為的柵源電壓交流短路，那么，有：其中為PMOS晶體管的小信號輸出阻抗，這個輸出阻抗與漏源電壓有關(guān)系，將PMOS晶體管偏置電流設(shè)為5uA，寬長比分三組，各為10um/1um，20um/2um，40um/4um，電源電壓設(shè)為，漏端加一可變電壓V1，V1從0V掃描到，以下圖所示：測量PMOS晶體管、、的小信號輸出阻抗隨V1的變化關(guān)系，得到以下數(shù)據(jù)：能夠看到，晶體管的輸出阻抗隨漏源電壓的增加而增加，隨溝道長度的增加也變大，當(dāng)V1升高屆時，三種溝道長度的晶體管的輸出阻抗減小到大概660k的數(shù)值，普通來說，的數(shù)量級在100k左右，如果在電源電壓為時，帶隙基準(zhǔn)輸出，那么，此時的PSR是：為了提高低頻PSR，就必須在盡量提高運放增益的狀況下，增加PMOS晶體管的小信號輸出阻抗，這一方法首先是通過減小帶隙基準(zhǔn)輸出電壓來實現(xiàn)，帶隙基準(zhǔn)輸出電壓要接在LDO的誤差放大器輸入端，如果誤差放大器使用NMOS管作為輸入差分對，那么其共模輸入電壓最少為NMOS管的柵源電壓加上尾電流源的過驅(qū)動電壓：用下圖能夠仿真出誤差放大器最低共模輸入電壓的數(shù)值：用5uA的電流偏置二極管連接的寬長比為20um/1um的NMOS管，將其源級用100mV的電壓偏置，模擬尾電流源的過驅(qū)動電壓，將體接到地上，測量晶體管柵極電壓，這個電壓大致等于誤差放大器的最低共模輸入電壓，成果以下表：-40°27°80°slow945mV876mV830mVtypical822mV753mV704mVfast700mV630mV580mV最壞狀況發(fā)生在SlowCorner角低溫狀況，此時誤差放大器共模輸入電壓為，這就意味著如果用NMOS管作為誤差放大器輸入管，那么帶隙基準(zhǔn)輸出電壓不能低于。但是這時候輸出級PMOS晶體管的小信號輸出阻抗已經(jīng)變的很小，例如當(dāng)L=2um時，由上面的圖能夠看到，輸出阻抗為大概為7M歐姆，此時PSR不是很高。因此誤差放大器的輸入管采用PMOS比較適宜，為了提高匹配，減少噪聲，PMOS管的體和源級能夠短接，進一步提高了最高共模輸入電壓。共模輸入電壓最多為電源電壓減去PMOS管的柵源電壓再減去尾電流源的過驅(qū)動電壓：假設(shè)過驅(qū)動電壓為100mV，用同樣的手段（寬長比20um/1um，偏置電流5uA）能夠得到最高共模輸入電壓值：-40°27°80°slow383mV445mV492mVtypical484mV548mV595mVfast585mV650mV699mV能夠看到，最壞狀況發(fā)生在SlowCorner角低溫下，帶隙基準(zhǔn)輸出電壓必須低于383mV才干使全部Corner角都能滿足誤差放大器共模輸入范疇的規(guī)定。但是帶隙基準(zhǔn)輸出電壓越低，LDO的噪聲性能越差，故將帶隙基準(zhǔn)輸出電壓設(shè)立在400mV，事實上，能夠增加PMOS晶體管的寬長比，使在SlowCorner角低溫下，最高共模輸入電壓不不大于400mV即可。把帶隙基準(zhǔn)輸出電壓減少到左右，使PMOS晶體管漏源電壓有較大的提高，提高了輸出阻抗，，如當(dāng)L=2um時，由上面的圖能夠看到，輸出阻抗為大概為23M歐姆，從而提高了PSR：這個數(shù)值還是不夠高，必須尋找其它構(gòu)造來提高PSR。事實上，低頻時，PMOS晶體管柵極電壓并不是與電源電壓同時變化的，如果運放低頻增益很高，那么，在低頻時，能夠認(rèn)為晶體管、的漏端電壓不隨電源電壓變化，等效為接地，以下圖所示：假設(shè)、、尺寸同樣，當(dāng)電源電壓變化時，PMOS晶體管、、柵極電壓變化了，對于，由基爾霍夫電流定律，能夠得到：那么，如果輸出級PMOS晶體管的等于和的輸出阻抗，那么流過的電流將約等于零，PSR會有很大的提高，但是對于、，它們的漏極電壓為BJT導(dǎo)通電壓，大概為，對于，由于輸出電壓為，它的漏極電壓與、顯然不同，因此：為了使它們相等，在晶體管、、漏極加入一層cascode管，以下圖所示：這層cascode管強制使晶體管、、的漏極電壓相等，從而確保與相等，提高了PSR，由于輸出電壓為，Cascode管的柵極電壓直接接地即可，省去了偏置電路，減少了額外的功耗。固然，這個結(jié)論是在運放增益足夠大確保運放輸入端電壓的變化足夠小，能夠近似認(rèn)為接地的條件下得出的，那么運放的設(shè)計要確保這個條件的成立。為了使運放輸入端對地電壓基本不變，必須提高環(huán)路增益，由于電源電壓變化范疇在到內(nèi)，當(dāng)電源電壓降至?xí)r，折疊式共源共柵放大器將不合用，能夠采用兩級運放，加Miller電容賠償，也能夠采用以下形式的誤差放大器構(gòu)造：這種構(gòu)造中，在處有一種二極管連接形式的晶體管，它為帶隙基準(zhǔn)主電路和運放尾電流源提供偏置電壓，當(dāng)電源電壓變化時，這個二極管柵極電壓和電源電壓同時變化，這樣一來低頻PSR會減小諸多，該運放為單級運放，主級點在第一級輸出端，非主級點在處并且在高頻，只需在主級點處加電容即可確保穩(wěn)定性。帶隙基準(zhǔn)構(gòu)造（不涉及啟動電路）以下圖所示：C.零溫度系數(shù)設(shè)計假設(shè)、、尺寸相似，且：那么，輸出電壓的體現(xiàn)式為：若要得到零溫度系數(shù)，那么根據(jù)前面推導(dǎo)過公式，有：帶入輸出電壓的體現(xiàn)式，得到：要得到400mV的輸出電壓，那么，得到：考慮幅員布局的對稱性，將N設(shè)為8?，F(xiàn)在仿真正溫度系數(shù)電壓特性，理論值為：用的PNP33管，發(fā)射結(jié)面積用5×5的，Q2和Q4的N=8，Q1和Q2的N=1，Q1和Q2的偏置電流設(shè)在1uA，Q3和Q4的偏置電流設(shè)在10uA，以下圖所示：溫度從-40°掃描到80°，測量VQ1-VQ2與VQ3-VQ4隨溫度變化的曲線，得到下圖：實測值為：附上兩個Corner角的數(shù)據(jù)：Cornerslpoefastslow能夠看出，正溫度系數(shù)斜率幾乎與偏置電流無關(guān)，與Corner角也無關(guān)，實測值與理論值基本吻合?，F(xiàn)在仿真的負溫度系數(shù)，理論值為：其中，，假設(shè)為，在300K時，能夠計算出斜率為。在所關(guān)心溫度范疇（-40°~80°）內(nèi)求平均值，用的PNP33管，發(fā)射結(jié)面積用5×5的，Q1和Q2的N=1，偏置電流分別為1uA和10uA，以下圖所示：測量VQ1和VQ2隨溫度變化的曲線，成果以下：得到負溫度系數(shù)為：附上兩個Corner角的數(shù)據(jù)：Corner1uA10uAslowtypicalfast能夠看出，BJT的負溫度系數(shù)電壓幾乎不隨Corner角變化，會隨偏置電流變化，將帶隙基準(zhǔn)BJT的靜態(tài)電流設(shè)在10uA以內(nèi)，那么近似認(rèn)為負溫度系數(shù)為：由公式：得到:能夠得到：至此，我們得到了產(chǎn)生輸出400mV、含有零溫度系數(shù)電壓的帶隙基準(zhǔn)的電阻比例：電阻比例擬定后，下一步是擬定電阻的絕對數(shù)值，這涉及到功耗，噪聲，面積的折衷，下面附上帶隙基準(zhǔn)電路圖。從上圖中看出，帶隙基準(zhǔn)的偏置電流正比于流過晶體管、的電流，而流過它們的電流等于：減小，能夠減小帶隙基準(zhǔn)的面積，帶來的害處是功耗的增加，然而高的功耗能夠減小帶隙基準(zhǔn)的噪聲。的設(shè)計上圖是小信號電路圖，在分析PSRR時，假設(shè)電源電壓變化了，能夠計算出柵極電壓的變化量和輸出電壓變化量，那么:由于晶體管、、不決定各支路電流大小，故在計算PSRR時忽視這三個晶體管，同時另：當(dāng)電源電壓變化后，晶體管柵極電壓將發(fā)生變化，這個變化是由兩條信號通路同時疊加引發(fā)，一條通路是：電源電壓變化后，有小信號電流流入和節(jié)點，信號被運放放大后在柵極產(chǎn)生一種電壓，這個電壓為：另一條通路是：電源電壓變化后，有小信號電流通過流入和源級，流入大小為的電阻后，在柵極產(chǎn)生一種電壓，這個電壓為：在漏端，根據(jù)基爾霍夫電流定律，有：聯(lián)立上面三個方程組，得到下面公式：得出：由于：因此上面公式簡化為：從某種意義上說：越靠近1，PSRR越大。由簡化后的公式能夠看到，除了增大運放開環(huán)增益之外，還能夠提高的本征增益和的本征增益。當(dāng)：和：時，體現(xiàn)式化簡為：如果：我們得到：也就是說即使無窮大，還是會變化，直觀上能夠這樣理解：當(dāng)無窮大的時候，漏端能夠認(rèn)為接地，那么流過的電流一定會流入:因此：現(xiàn)在分析輸出端，以下圖所示：假設(shè)輸出晶體管的跨導(dǎo)為，輸出阻抗為，假設(shè)，那么我們能夠得到公式：能夠得到PSRR體現(xiàn)式：這個體現(xiàn)式告訴我們一種重要結(jié)論：當(dāng)：足夠大的時候，PSRR重要由（尚有）和的匹配程度決定，這也就是為什么要加一層cascode管（下圖黑色圈內(nèi)部分）的因素。加入cascode管后來，晶體管、、漏端電壓近似相等，那么它們的小信號輸出阻抗的差距就不是很大，跨導(dǎo)也近似相等，因此PSRR會升高。綜合以上分析，能夠看到，提高PSRR的手段重要由三個，一是帶隙基準(zhǔn)要含有足夠大，這重要是通過提高運放增益和的本征增益來實現(xiàn)，二是提高和的本征增益，三是提高晶體管、、的匹配，能夠通過加入cascode管使其漏源電壓相等和增加、、的面積減小隨機失配兩種途徑來實現(xiàn)。E.噪聲的考慮帶隙基準(zhǔn)的噪聲重要是指中低頻（）的噪聲，高于這個頻段的噪聲會被電容濾掉，事實上如果帶隙基準(zhǔn)外接量級的片外電容，那么只需考慮1kHz一下的低頻噪聲。上圖中，由于晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電流在漏端產(chǎn)生的噪聲電壓要比晶體管~的噪聲電壓在漏端產(chǎn)生的噪聲電壓小倍，因此晶體管、、的噪聲能夠忽視不計；另外，晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電壓在中低頻范疇內(nèi)被強源級負反饋克制掉，因此也能夠忽視不計下面計算帶隙基準(zhǔn)的噪聲。MOS管的噪聲能夠用一種與其并聯(lián)的電流源來表達，以下圖：單位的平均功率電流為：第一項為熱噪聲，第二項為噪聲，其中和是與工藝有關(guān)的常數(shù)。運放產(chǎn)生的等效輸入噪聲電壓（實際為電壓的平方，表達在1歐姆電阻上產(chǎn)生的噪聲功率）為：現(xiàn)在求這個噪聲電壓到輸出端的增益，以下圖所示：假設(shè)等于，另：由基爾霍夫電流定律：得到：又由于：因此運放噪聲在輸出端產(chǎn)生的電壓為：的在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓能夠用下圖計算出：假設(shè)等于，由基爾霍夫電流定律：得到：又由于：因此的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：同理可得的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：兩個電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：現(xiàn)在計算電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓，以下圖所示：設(shè)三極管和的小信號電阻分別為和，由于流過三極管的電流相等，因此這兩個電阻相等，由基爾霍夫定律：得到：得出電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：能夠得到總的輸出噪聲電壓為：普通來說，有：那么，能夠得到：假設(shè)：將噪聲簡化，得到：其中：現(xiàn)在計算和：其中：之前設(shè)計的電阻比例為：因此有：因此：因此：將噪聲體現(xiàn)式簡化，得到：之運用前得到的產(chǎn)生400mV輸出電壓的電阻體現(xiàn)式：將N=8帶入，繼續(xù)簡化，得到：假設(shè)流過、、的電流較大，將它們工作在強反型區(qū)，為了減少功耗，減小了流過~的電流，將它們工作在亞閾區(qū)，運用跨導(dǎo)公式：得到：之前推導(dǎo)得到，在輸出帶隙基準(zhǔn)電壓為零溫度系數(shù)的條件下，與的關(guān)系為：帶入噪聲體現(xiàn)式，得：繼續(xù)化簡，得到體現(xiàn)式：由上面的噪聲體現(xiàn)式能夠看出，一但電阻、、比例擬定后，運放在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓就與的大小無關(guān)了。要減小運放的等效輸入熱噪聲電壓，只有一種選擇，就是是增加運放的偏置電流。要減小運放的等效輸入噪聲電壓，能夠增加或，也能夠增加或。由晶體管、、產(chǎn)生的熱噪聲電壓與有關(guān)，能夠看到，減小不僅減小了電阻本身產(chǎn)生的熱噪聲電壓，并且減小了晶體管、、產(chǎn)生的熱噪聲電壓，付出的代價是流過晶體管、、的電流增加，功耗變大。由上面公式還能夠看出，晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電壓也與有關(guān)，要減小噪聲電壓，能夠增加，或者減小。通過上面的討論可知：要減小帶隙基準(zhǔn)的噪聲，一是要減小運放的等效輸入噪聲電壓，能夠通過增加電流和晶體管的尺寸來實現(xiàn)。二是要減小電阻和、、的噪聲，不僅能夠通過增加尺寸來實現(xiàn)，還能夠通過在保持、、比例不變的狀況下減小來實現(xiàn)，代價是電流增加，造成功耗增加。因此，帶隙基準(zhǔn)的噪聲與功耗和面積是一對矛盾的東西，只能在三者之間折衷。F.電路參數(shù)設(shè)計上圖為帶隙基準(zhǔn)電路構(gòu)造，在前面敘述中，我們得到了產(chǎn)生輸出400mV零溫度系數(shù)電壓的電阻比例：由流過電流的公式：能夠選擇電阻進而擬定其它電阻，將設(shè)為，得到的值：進而得到：加大、、的尺寸既能夠提高它們的匹配從而提高低頻PSRR，又能夠減少噪聲，因此其溝道長度應(yīng)當(dāng)獲得較大，這里取，溝道寬度選擇，finger數(shù)等于4，如果finger數(shù)取太大，會造成運放反饋環(huán)路穩(wěn)定性下降。由于、與、、是電流鏡關(guān)系，因此其寬長比與、、相似，但是finger數(shù)能夠不相似，由于運放反饋環(huán)路中非主級點在柵極，因此流過的電流能夠大一點將非主級點外推，finger數(shù)取4。對于，原則上加大finger數(shù)能夠增加流過它的電流，減小~的熱噪聲，但是由于噪聲在低頻時占更大的比重，它與電流無關(guān)，故加太多電流不會減小太多的熱噪聲，并且浪費功耗，因此將的finger數(shù)取2即可，電流為流過的二分之一。對于、、，大的溝道長度使它們的源極電壓趨于相等，有助于改善、、小信號輸出阻抗的匹配，提高低頻PSRR，在這里，、、的尺寸和、、設(shè)為相似。對于到，必須增加尺寸，以減小噪聲。~的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于8，~的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于2，為了減小失調(diào)，的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于8。為了提高負反饋環(huán)路的穩(wěn)定性，使用電容，大小為，finger數(shù)等于4。三極管選發(fā)射結(jié)面積為的管，較大的發(fā)射結(jié)面積能夠減小正向?qū)▔航担瑥亩鴾p少了電源電壓。在推導(dǎo)帶隙基準(zhǔn)溫度系數(shù)體現(xiàn)式中，默認(rèn)電阻的溫度系數(shù)為零，事實上電阻也是有溫度系數(shù)的，那么，在選擇電阻材料時要盡量選擇溫度系數(shù)低的材料。工藝有下列幾個電阻，它們的溫度系數(shù)和方塊電阻列表以下：電阻種類器件名TC1R-sheetSiliciden+diffusionrndifSilicidep+diffusionrpdifSiliciden+polyrnpoSilicidep+polyrppoNwellunderstirnwsti1120ohmNwellunderaarnwaa453ohmNon-siliciden+diffusionrndifsab70ohmNon-silicidep+diffusionrpdifsab147ohmNon-siliciden+polyrnposab267ohmNon-silicidep+polyrpposab317ohm從上圖能夠看到，非硅化p+多晶硅電阻含有遠不大于其它種類電阻的溫度系數(shù)和較大的方塊電阻，因此選擇非硅化p+多晶硅電阻。尺寸以下表列出：電阻名稱尺寸Finger數(shù)阻值8、、、3926G.啟動電路該帶隙基準(zhǔn)有三個簡并點，第一種簡并點為正常狀態(tài)，輸出400mV基準(zhǔn)電壓，第二個簡并點為全部晶體管都關(guān)斷、三極管截止的狀態(tài)，此時電路里沒有電流流過，第三個簡并點是這樣的，只有三極管處在關(guān)斷狀態(tài)，和導(dǎo)通，有電流流過，此時運放正負輸入端電壓相等，和柵極電壓穩(wěn)定在一種隨機值，輸出電壓在0mV到400mV之間（遠不大于400mV靠近0V）。為了使電路在啟動時不至于錯誤的工作在兩個簡并點上，必須加額外的啟動電路，使電源上電完能夠確保電路工作在正常狀態(tài)。黑圈內(nèi)是該帶隙基準(zhǔn)的啟動電路，由晶體管、、構(gòu)成（柵極接地）。下面闡明工作原理：一開始電源沒上電時，全部節(jié)點電壓都為零。當(dāng)電源電壓上升時，由于沒有電流流過二極管連接的，因此的柵極電壓將跟隨電源電壓變化，當(dāng)電源電壓上升到不不大于管的閾值電壓時，和導(dǎo)通，有電流流入和的柵極，由于柵極對地能夠當(dāng)作是一種大電容，并且是倒比管，跨導(dǎo)即驅(qū)動能力很小，因此這個節(jié)點電壓上升速度非常緩慢，在電源電壓不高的時候能夠認(rèn)為是近似接地，因此的柵源電壓隨著電源電壓的升高繼續(xù)增大，電流經(jīng)流入柵極，造成其柵極電壓增大，如圖中黃色線所示，此時柵極電壓被拉到靠近地的電位。隨著電源電壓繼續(xù)上升，和導(dǎo)通，柵源電壓逐步增大，和漏極電壓開始上升，直到導(dǎo)通三極管和，此時，柵極電壓上升到足矣關(guān)斷的程度，流過的電流最后減為零，由于此時啟動電路已經(jīng)不參加反饋，因此電路固有的負反饋使電路最后工作在正常狀態(tài)。通過增加的寬長比、減小的寬長比以及增加的尺寸，能夠提高啟動電路的速度。全部管子的尺寸在下表列出。器件名稱尺寸器件名稱尺寸H.仿真成果溫度系數(shù)仿真由于帶隙基準(zhǔn)的電源電壓規(guī)定是到，仿真兩種電源電壓下不同Corner角的溫度系數(shù)，溫度從-40°變化到80°。下圖為電源電壓為時不同Corner角下輸出電壓隨溫度變化的曲線：由的溫度系數(shù)體現(xiàn)式：能夠看出，三極管導(dǎo)通電壓隨Corner角的變化同樣影響了的溫度系數(shù)，造成在不同Corner角下溫度系數(shù)不同。事實上也能夠這樣解釋，之前已經(jīng)闡明，BJT的負溫度系數(shù)電壓幾乎不隨Corner角變化，這個結(jié)論是建立在BJT的電流不隨Corner角變化的前提下的，事實上，當(dāng)Corner變化后，電阻阻值的變化引發(fā)了偏置電流的變化，從而造成BJT的負溫度系數(shù)電壓的變化。在typical狀況下，正溫度系數(shù)與負溫度系數(shù)剛好抵消，因此曲線呈開口向下的拋物線形狀，在fastCorner角，由于變大，造成負溫度系數(shù)變小，從而正溫度系數(shù)項占優(yōu)勢，因此輸出電壓隨溫度升高直線增加。在slowCorner角，由于變小，造成負溫度系數(shù)變大，從而負溫度系數(shù)項占優(yōu)勢，因此輸出電壓隨溫度升高直線減小。下表總結(jié)了電源電壓為時輸出電壓的數(shù)據(jù)。Corner輸出電壓變化量溫度系數(shù)typical407mV℃fast415mV℃slow399mV℃下表總結(jié)了電源電壓為時輸出電壓的數(shù)據(jù)。Corner輸出電壓變化量溫度系數(shù)typical407mV9ppm/℃fast415mV35ppm/℃slow399mV℃能夠看到，輸出電壓幾乎不隨電源電壓變化，但是隨Corner角變化比較大，因素解釋以下：測量Corner角下電阻和三極管導(dǎo)通電壓變化的關(guān)系，得到：Cornertypical692mVfast713mVslow31k674mV由帶隙基準(zhǔn)輸出電壓體現(xiàn)式：得到下表：Cornertypicalfastslow能夠看出，即使電阻的比值在不同Corner角下稍有變化，但是影響輸出電壓變化的重要因素是三極管導(dǎo)通電壓，將減小能夠減少輸出電壓隨Corner角變化的程度，但是輸出電壓會變低。PSRR的仿真下圖為typicalCorner角常溫時電源電壓為時PSRR的曲線：PSRR在DC時為-89dB，在1MHz時為-19dB。由于在全部Corner角下1MHz的PSRR都約等于-20dB，因此下面不再列出1MHz時的PSRR。下表總結(jié)了電源電壓為時低頻PSRR的數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-99dB-89dB-86dBfast-66dB-86dB-91dBslow-80dB-86dB-85dB下表總結(jié)了電源電壓為時PSRR的數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-91dB-90dB-88dBfast-91dB-89dB-87dBslow-92dB-90dB-89dB能夠看出，除去-40°fastCorner角，帶隙基準(zhǔn)的低頻PSRR最高-99dB，最低為-80dB，在大多數(shù)Corner角下為-90dB左右，唯獨在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，PSRR降到了-66dB，因素解釋以下：上圖為在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時帶隙基準(zhǔn)部分電路的截圖，能夠看到與漏端電壓為，漏端電壓為，它們之差為?？纯丛谄渌麮orner角下這兩端電壓之差，下表列出：電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow能夠發(fā)現(xiàn)在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時漏端電壓與漏端電壓之差遠遠不不大于其它Corner角。由于晶體管的跨導(dǎo)和輸出阻抗要隨漏源電壓變化，因此在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，與跨導(dǎo)和輸出阻抗匹配程度最差，根據(jù)之前推導(dǎo)的PSRR體現(xiàn)式：能夠看出，在與跨導(dǎo)和輸出阻抗匹配很差的狀況下，PSRR會變差，下面解釋為什么在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時與漏端電壓之差最大。對于晶體管來說，它工作在飽和區(qū)的條件是其漏端電壓必須不大于的閾值電壓，并且漏端電壓等于三極管的導(dǎo)通電壓，也就是說要滿足：現(xiàn)在測量在各個Corner角下變化的狀況，列表以下：電源電壓為時的值：Corner-40°27°80°typical806mV-900mV=-94mV692mV-850mV=-158mV600mV-810mV=-210mVfast827mV-819mV=8mV713mV-768mV=-55mV621mV-727mV=-106mVslow791mV-978mV=-187mV672mV-926mV=-254mV580mV-890mV=-310mV電源電壓為時的值：Corner-40°27°80°typical=-544mV=-608mV=-670mVfast=-413mV=-477mV=-529mVslow=-669mV=-737mV=-800mV在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，三極管導(dǎo)通壓降最大，并且超出了晶體管的閾值電壓，造成晶體管進入線性區(qū)，漏源電壓下降，輸出阻抗下降，從而使漏端電壓與漏端電壓之差變大，造成與不匹配，減少了PSRR。由于的體是接在電源電壓上，而源級電壓不會隨隨電源電壓變化，因此當(dāng)電源電壓升高到后，由于體效應(yīng)，的閾值電壓會升高到左右，使工作在飽和區(qū)，因此在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，PSRR能夠達成-91dB。要解決電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時PSRR很差這個問題，能夠?qū)⒌脑礃O電壓升高，將輸出電阻分成兩個大小相等阻值為二分之一的電阻，串聯(lián)在輸出端，將、、的柵極接到這兩個電阻中間，將柵極電壓偏置到，這樣在全部Corner角下都工作在飽和區(qū)了，修改的電路以下圖所示：下表總結(jié)了電源電壓為時，修改后的電路的低頻PSRR數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-97dB-94dB-88dBfast-103dB-93dB-87dBslow-81dB-94dB-90dB現(xiàn)在，fastCorner、-40度的PSRR有-103dB，比之前提高了37dB。最差PSRR發(fā)生在slowCorner、-40度，為-81dB。重新測量溫度特性，成果與修改之前的電路基本相似。啟動電路的仿真下表列出了在各個Corner角下啟動電路的啟動時間數(shù)據(jù)，啟動電路上電時間設(shè)為1ms：電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical791us745us703usfast733us680us665usslow848us797us773us電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical348us318us301usfast313us296us278usslow367us344us328us電源電壓越高，啟動電路速度越快，晶體管的閾值電壓越小，啟動速度越快。在、fastCorner、80度下，啟動時間最快，為278us，最慢是、slowCorner、-40度下，啟動時間為848us。功耗的仿真由于、、、的尺寸同樣，因此流過它們的電流相等，的尺寸為的二分之一，因此流過的電流也為的二分之一，故總電流等于：由于得溫度系數(shù)很小，因此只需計算Corner角下功耗的數(shù)據(jù)，附上在Corner角下的數(shù)值。Cornertypicalfastslow31k計算得到：仿真成果顯示，電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow帶隙基準(zhǔn)的消耗的電流最少為，最多為。噪聲的仿真仿真在typicalCorner、常溫、電源電壓在下，頻率從1Hz到100kHz內(nèi)的噪聲電壓曲線，得到下圖：在1Hz時，輸出噪聲電壓為，在100kHz時，輸出噪聲電壓為，將噪聲在整個頻帶內(nèi)積分，得到總噪聲電壓為：，帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生的輸出噪聲電壓非常大，下面為Corner角的數(shù)據(jù)。電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow最差狀況下輸出噪聲電壓為，不大于1mV。要減小輸出噪聲，必須將電阻阻值減小，這就意味著功耗的增加，同時要增加晶體管的尺寸，意味著面積的增加，本次設(shè)計中為了減少功耗和面積，噪聲性能自然比較低。環(huán)路穩(wěn)定性的仿真在柵極與柵極處斷開反饋環(huán)路，加入1T亨的大電感和1T法的大電容，連接方式以下圖所示：在電容底端接一電壓源，交流信號設(shè)立為1，相位設(shè)立為零，在柵極測得的幅頻特性曲線即為帶隙基準(zhǔn)的環(huán)路增益，在電源電壓為、typicalCorner、常溫時測得的曲線以下圖所示：可知低頻環(huán)路增益為，相位裕度為61°，仿真全部Corner角下的低頻環(huán)路增益和相位裕度。電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical，°，61°，64°fast，°，°，°slow53dB，°，°49dB，°電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical，56°，°，°fast，57°，61°，63°slow，°，°，°在全部狀況下，增益最低為在slowCorner、80°時，為49dB。由