一種多徑信道估計(jì)的通用模型

一種多徑信道估計(jì)的通用模型

1其他子信道間的信號(hào)協(xié)調(diào)20年來(lái)，隨著數(shù)字信號(hào)和電路技術(shù)的快速發(fā)展，正交頻帶恢復(fù)（ifd）技術(shù)已成為通信領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一，主要優(yōu)點(diǎn)如下：（1）抗多徑（2）對(duì)沖激噪聲的抵抗力強(qiáng)。（3）正交頻帶分辨率高的應(yīng)用廣泛用于數(shù)字聲源（dab）、數(shù)字電視廣播（hdb）、數(shù)字用戶線（tdsl）等領(lǐng)域。此外，基于5ghz高頻無(wú)線輸入網(wǎng)絡(luò)的高速wlan技術(shù)也采用了標(biāo)準(zhǔn)之一，正交頻帶恢復(fù)，也稱為多波束構(gòu)造（mcm）或多率傳輸（畸變）?；驹瓌t是將整個(gè)信號(hào)層分為幾個(gè)具有相同帶寬的子頻帶。每個(gè)子頻帶只有一個(gè)子頻帶，以配置信息的符號(hào)，每個(gè)符號(hào)具有相同的符號(hào)間隔。當(dāng)相鄰信道的波段的波段到達(dá)有用符號(hào)間隔tu的差值時(shí)，每個(gè)門的信道之間的頻率關(guān)系長(zhǎng)度將降低，并且在良好的同步條件下，最合適的門和符號(hào)之間的干擾最新。關(guān)于obd的研究主要集中在以下幾個(gè)方面：（1）系統(tǒng)同步；（2）信道估算；（3）降低大的峰值功率和平均功率比；（4）在子信道的最佳比特方案中，本文討論了基于網(wǎng)絡(luò)的信道估計(jì)的問(wèn)題。假設(shè)信息源是緩慢變化的多徑通道，即信號(hào)在相鄰的部分ofdm的信號(hào)時(shí)間內(nèi)沒(méi)有變化，并且引入了一種基于線性最小散射的信道估算方法，有效地降低了信道估計(jì)的計(jì)算復(fù)雜性，mignetonone在相同的信道條件下設(shè)計(jì)了基于頻域?yàn)V波器的信道估計(jì)。為了進(jìn)一步提高預(yù)測(cè)性能，引入了基于頻域?yàn)V波器的信道估計(jì)方法。為了進(jìn)一步提高估計(jì)性能，引入了時(shí)間間隔濾波。為了提高預(yù)測(cè)精度，需要將信道預(yù)測(cè)方法引入到相鄰的幾個(gè)符號(hào)的范圍中?；蛘咴谙噜彽膸讉€(gè)信道之前，需要插入具有通道估計(jì)的培訓(xùn)符號(hào)。第一種是非常高的信息提示，而第二種是顯著降低了信息提示的頻帶利用率，并且需要一個(gè)通道估算算法，這種算法基于頻域?yàn)V波的基礎(chǔ)，應(yīng)該是快速分解的多徑通道。由于計(jì)算量過(guò)大，假設(shè)預(yù)測(cè)器在頻域?yàn)V波器的基礎(chǔ)上消除了計(jì)算，因此預(yù)測(cè)預(yù)測(cè)的可靠性。在這項(xiàng)工作中，我們只需要將通道。2問(wèn)題描述2.1管道離散頻響值的估計(jì)對(duì)于一多徑信道,當(dāng)各條路徑在一個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)間內(nèi)幅度和相位保持不變,且最大時(shí)延小于符號(hào)的周期頭長(zhǎng)度時(shí),它的離散沖激響應(yīng)可表示為{hi|hi=0,L-1<i<N-1},這里L(fēng)是周期頭的長(zhǎng)度,N是總的子載波數(shù)目,Tu是有用符號(hào)間隔,采樣速率等于N/Tu根據(jù)文獻(xiàn),信道的離散頻率響應(yīng)在第k子載波的值(文中又簡(jiǎn)稱離散的頻響值)可表示如下:上式中WN=exp(-j2π/N),h=[h0,h1,┅,hN-1]假定OFDM系統(tǒng)已具備良好的同步且信道滿足上述條件,則系統(tǒng)可表示為如圖1所示帶獨(dú)立加性白高斯噪聲的并行子信道.可用矩陣表示如下:上式中Y是接收信號(hào)向量,X是一對(duì)角矩陣,其對(duì)角線上的元素是相應(yīng)子信道上傳輸?shù)男畔⒎?hào),H是信道離散的頻響值向量,它的各元素如(1)式所示,n是信道噪聲向量,它所有元素服從相同獨(dú)立的復(fù)的均值為零方差為σn2的高斯分布這些向量可表示如下:2.2離散傅里葉變換為了構(gòu)造本文快速通用的信道估計(jì)模型,我們提出如下兩個(gè)定理:若a=[a0a1LaN-1]和A=[A0A1LNA-1]是兩個(gè)長(zhǎng)度為N的復(fù)值向量,其中A是a的離散傅里葉變換,則有定理1如果:(1)iM,ai=0,M是一正整數(shù);(2)N是M的整數(shù)倍且MN,則有定理2如果:(1)iM,Ai=0,M是一正整數(shù);(2)N是M的整數(shù)倍且MN.則有上面兩個(gè)定理的證明比較簡(jiǎn)單,在這里省略定理1是本文信道估計(jì)模型的基礎(chǔ)定理可用于產(chǎn)生采樣率為kN/Tu的OFDM基帶信號(hào)(由于篇幅關(guān)系,這里不給出產(chǎn)生高采樣率OFDM基帶信號(hào)的方法)這里k是任一正整數(shù)3信道估計(jì)模型本節(jié)通用的信道模型建立在下面三個(gè)條件之上:(1)N是L的整數(shù)倍;(2)信道的沖激響應(yīng)主要集中在周期頭的間隔內(nèi);(3)ML且是N的整因數(shù)基于這三個(gè)條件和定理1可得到如下關(guān)系式:式中HkM=HN?k/M利用式(4)和(6),H和HM滿足如下的矩陣方程式式中H=[H0H1LHN-1]T,WN×N=uf8efuf8efuf8eeWMN00OLWN0(MN-1)uf8fauf8fauf8f9WM×M=uf8efuf8efuf8eeWMM00OLWM0(MM-1)uf8fauf8fauf8f9uf8efuf8f0WN(N-1)0LWNuf8fbuf8f0(N-1)(N-1)uf8fauf8efWM(M-1)0LWMuf8fb(M-1)(M-1)uf8fa這里WNnk=e-j2πnk/N,WMnk=e-j2πnk/M觀察(7)式,我們會(huì)發(fā)現(xiàn)這些離散的頻響值之間存在冗余性為了減少這一冗余,我們?cè)O(shè)計(jì)如圖2所示的信道估計(jì)模型:首先從N個(gè)子載波中選擇M個(gè)用來(lái)傳輸作為信道估計(jì)用的已知信息符號(hào),接著對(duì)這M個(gè)子載波相對(duì)應(yīng)的頻率響應(yīng)值HM通過(guò)估計(jì)器E來(lái)估計(jì),被估計(jì)值為H?M=[H?0H?N/MLH?N-N/M]T,然后求這一向量的逆離散傅里葉變換,得道信道時(shí)域沖激響應(yīng)的前M個(gè)點(diǎn);在這M點(diǎn)后補(bǔ)N-M個(gè)零形成N點(diǎn)向量,最后對(duì)這N點(diǎn)向量作離散傅里葉變換將得到信道頻率響應(yīng)的最終估計(jì)值H?=[H?0H?1LH?N-1]T.根據(jù)圖2,H?和H?M滿足下面關(guān)系式:有一點(diǎn)要特別地指出,圖2中的E估計(jì)器模塊可用下面的估計(jì)器:LS,LMMSE或文獻(xiàn)中的估計(jì)器4模型應(yīng)用4.1信噪比m估計(jì)器計(jì)算如果圖2中E估計(jì)器模塊是LS估計(jì)器,我們將獲得HM的估計(jì)值如下將(10)代入(9),該估計(jì)器估得最終離散頻響值是該估計(jì)器均方差MSE=N1E{eHe}(12)式中e=H?-H,()H是共軛轉(zhuǎn)置利用(10)和(11),整理化簡(jiǎn)(12)式得當(dāng)每個(gè)子信道上符號(hào)在對(duì)應(yīng)星座圖上服從相同均勻分布,(13)式可進(jìn)一步簡(jiǎn)化為式中信噪比SNR=E{Xk2}/σn2,β=E{|Xk|2}E{|1/Xk|2}k∈0{,N/M,...,N-N/M}需要指出的是僅隨星座圖的點(diǎn)數(shù)變化,對(duì)于16-QAM,=17/9.本節(jié)中LS估計(jì)器完成一次估計(jì)要進(jìn)行M+(Mlog2M)/2+(Nlog2N)/2次乘運(yùn)算,很顯然,當(dāng)M增加時(shí)該估計(jì)器的計(jì)算量增加研究(14)式,發(fā)現(xiàn)隨著信噪比增加,LS信道估計(jì)器均方差減少4.2估計(jì)器估計(jì)量的估計(jì)如果圖2中E估計(jì)器模塊是LMMSE估計(jì)器,我們將獲得HM的估計(jì)值如下:其中R=E{HM(HM)H}是信道頻域相關(guān)矩陣將(15)代入(9),該估計(jì)器估得的最終頻響值是該估計(jì)器均方差MSE=N1TraceE{e(e)H}(17)式中e=H?-H,()H是共軛轉(zhuǎn)置利用(15)和(16),整理化簡(jiǎn)(17)式得式中信噪比SNR=E{Xk2}/σn2,β=E{|Xk|2}E{|1/Xk|2}k∈0{,N/M,...,N-N/M}僅隨星座圖的點(diǎn)數(shù)變化.對(duì)于16-QAM,=17/9.本節(jié)中LMMSE估計(jì)器完成一次估計(jì)要花M2+(Mlog2M)/2+(Nlog2N)/2次乘運(yùn)算,很顯然,當(dāng)M增加時(shí)該估計(jì)器的計(jì)算量增加在相等的M值時(shí),同LS估計(jì)器相比,LMMSE有著更大的計(jì)算量5m值和信噪比變化曲線本實(shí)驗(yàn)中,OFDM系統(tǒng)總的帶寬是500kHz,總的子信道數(shù)目是64,周期頭長(zhǎng)度L=4,調(diào)制方式是16-QAM利用Monte-Carlo模型在兩路多徑信道對(duì)LS和LMMSE信道估計(jì)方法分別進(jìn)行仿真,其中路徑最大時(shí)延8s,最大多普勒頻移是200Hz圖3(a)和(b)圖分別是LS和LMMSE在不同的M值沒(méi)有信道編碼時(shí)誤符號(hào)率隨信噪比變化曲線從這兩圖,可得出隨著M增加LS和LMMSE信道估計(jì)器性能提高再仔細(xì)觀察兩圖會(huì)發(fā)現(xiàn)當(dāng)M從L增加到2L時(shí),誤符號(hào)率降低較大,而當(dāng)M2L時(shí),隨著M的增加,估計(jì)的符號(hào)錯(cuò)誤率的降低不大這里主要原因是對(duì)于最大多徑時(shí)延小于周期頭的多徑信道,它的信道沖激響應(yīng)要泄漏到周期頭外,兩倍周期頭長(zhǎng)度時(shí)間內(nèi)足以包含絕大部分的信道沖激響應(yīng)圖3(c)比較在M=16時(shí)LS和LMMSE誤符號(hào)率隨信噪比變化曲線,很顯然,LMMSE比LS性能好2-3dB圖4(a)和(b)圖分別是LS和LMMSE在不同的M值時(shí)均方差隨信噪比變化曲線從這兩圖,可得出:隨著M增加LS和LMMSE信道估計(jì)器均方差減少另外,均方差在低信噪比改善較明顯圖4(c)比較在M=16時(shí)LS和LMMSE均方差隨信噪比變化曲線,很顯然,LMMSE均方差要比LS均方差小6ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls-ls本文研究了一種通用的信道估計(jì)模型,其計(jì)算復(fù)雜度和信道估計(jì)性均能隨M增加而提高但當(dāng)M2L時(shí),隨M的增加性能改善不明顯,故只要選擇M=2L已足夠,M=2L是該模型計(jì)算復(fù)雜度和估計(jì)性能的最佳平衡點(diǎn)當(dāng)該模型同L