改進梯形波變化因子的mpwm逆變器調(diào)速系統(tǒng)建模與仿真

改進梯形波變化因子的mpwm逆變器調(diào)速系統(tǒng)建模與仿真

1spwm造成高次諧波spwm正脈寬調(diào)制技術廣泛應用于低頻設備和通信傳輸中。spwm模型的最大特點是易于操作。缺點是，最大相位電壓的輸出相位和逆帶的直流電電壓之比僅為0.5，且對激勵裝置的輸出具有充分利用。其次，spwm產(chǎn)生了高次頻帶分量，導致電機的發(fā)熱、旋轉(zhuǎn)誤差和系統(tǒng)擾動?？臻g電壓矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)模式既可以減小轉(zhuǎn)矩脈動,又可提高逆變器的直流電壓利用率,但它需要經(jīng)過變換等一系列繁瑣的處理,具有很大的計算量。適合在線計算的梯形脈寬調(diào)制(TPWM)模式,不僅具有更快的PWM模式計算速度,而且提高了逆變器直流電壓的利用率,但是梯形波調(diào)制信號含有低次諧波,轉(zhuǎn)矩脈動較大。本文以減小轉(zhuǎn)矩脈動為目標,優(yōu)化出改進梯形波變化因子的最佳值,通過對MTPWM模式的仿真研究,建立了電壓源MTPWM逆變器供電異步電機考慮主磁路飽和時的變頻調(diào)速系統(tǒng)數(shù)學模型,通過仿真證實MTPWM模式在充分利用了饋電給逆變器的直流電壓的同時,減少了轉(zhuǎn)矩脈動。2mtpwm模式的模擬研究2.1梯形波信號的獲得梯形波是由三角波信號經(jīng)簡單的變化而成,設梯形波的幅值為ET,三角波信號的幅值為M,將三角波信號的幅值限制在±ET范圍內(nèi),即可獲得梯形波信號。σ=ETM,是三角系數(shù),當σ=25時的梯形波中不含5次諧波,諧波性能最好,而且又可獲得較大的直流電壓利用率,可用作取代正弦調(diào)制波的調(diào)制波信號(圖1)構成TPWM模式的逆變器。2.2mtpwm模式的基本原理改進梯形波是由梯形波上方疊加矩形波形成,σ、γ為改進梯形波的變化因子,取值范圍從0到1,σ表示梯形波傾斜部分占梯形底邊的比例,γ為矩形波幅值與改進梯形波幅值比。改進梯形波調(diào)制逆變器輸出電壓基波及高次諧波的幅值如下:Vun=8MdUd3π2[πγncosnσπ2+2(1?γ)n2σsinnσπ2]cos2nπ6(1)n=1,3,5,K,Ud是逆變器的直流供電電壓,調(diào)制系數(shù)Md表示調(diào)制波幅值與三角載波幅值之比。由式(1)知,MTPWM逆變器饋電至異步電動機的電壓是非正弦電壓,非正弦供電下諧波電流要產(chǎn)生諧波轉(zhuǎn)矩,一種是恒定諧波轉(zhuǎn)矩,一種是脈動轉(zhuǎn)矩,恒定諧波轉(zhuǎn)矩通常很小,可以忽略不計,而其5、7次諧波電壓所產(chǎn)生的5、7次諧波電流將與氣隙基波磁場相互作用,產(chǎn)生6倍基頻的脈動轉(zhuǎn)矩,其表達式如下:T6k?Φ1(I6k+1-I6k-1)sin6kωst(2)k=1,2,3,…,Φ1為基波磁通,相應的定子諧波電流表達式為I6k±1?V6k±1(6k±1)(Xs+Xr)(3)Rs、Rr、Xs、Xr分別為定、轉(zhuǎn)子電阻和定、轉(zhuǎn)子漏抗,由式(3)可知只要滿足V55=V77,則有I5=I7,T6=0。根據(jù)上述分析,滿足T6=0條件的σ、γ很多,由式(2),V/F為常數(shù)并考慮到低頻電壓補償,Φ1是常數(shù),T6k可以從|V6k?16k?1?V6k+16k+1|來反映,圖3表示σ、γ滿足T6=0時T6k的變化(k=2,3,…)。從圖3看出當σ=0.333,γ=0.38時,不僅使T6=0,而且其余的6倍基頻脈動轉(zhuǎn)矩值T6k(k≠1)最小。以減少轉(zhuǎn)矩脈動為目標,優(yōu)化出改進梯形波變化因子σ、γ的最優(yōu)值為:σ=0.333,γ=0.38。取σ、γ為最優(yōu)值時的改進梯形波為調(diào)制波取代正弦調(diào)制波即構成MTPWM模式的逆變器。MTPWM逆變器波形的形成是采用一組三相對稱的修正梯形調(diào)制波電壓信號eMTa、eMTb、eMTc與三角載波電壓信號eb相比較,交點處產(chǎn)生PWM脈沖列作為逆變器功率開關元件的驅(qū)動信號。假設逆變器相電壓為uao、ubo、uco,線電壓為uab、ubc、uca,則有:3電機磁化系統(tǒng)采用d、q坐標固定在定子繞組的靜止坐標系、不計飽和時異步電機電壓矩陣方程已經(jīng)表述過。計及主磁路飽和后,勵磁電感Lm已非常數(shù),對于一般異步電機,采用下式進行擬合,可精確地描述電機磁化曲線。Im=K1λm+K3λ3m+K5λ5m(4)將Im分解為q及d軸分量,經(jīng)推導可得異步電機考慮主磁路飽和后,在靜止坐標系中的電壓矩陣方程為:式中:R、Lσ、ω分別表示電機電阻、漏電感及轉(zhuǎn)子角速度,下標s、r分別表示定、轉(zhuǎn)子的量,λm是勵磁磁鏈,P=d/dt。選取電流、磁鏈及轉(zhuǎn)子角速度為狀態(tài)變量,考慮主磁路飽和異步電機數(shù)學模型為:式中:Np、Te、J、T1分別表示電動機極對數(shù)、電磁轉(zhuǎn)矩、電機及負載轉(zhuǎn)動慣量、負載轉(zhuǎn)矩,電壓矩陣[V]的表達式如下:聯(lián)立式(7)、(8)即是MTPWM逆變器供電異步電機變頻調(diào)速系統(tǒng)的數(shù)學模型。4mtpwm模式下變壓器輸出相電壓基波幅值基于上述模型和分析,對MTPWM逆變器供電下異步電機系統(tǒng)的動態(tài)性能進行仿真,并與TPWM逆變器供電下系統(tǒng)的動態(tài)性能進行比較。樣機是額定功率為11kW,4極的籠型異步電動機,電機有關參數(shù):Rs=0.2687Ω,Rr=0.1935Ω,Lsσ=1.732×10-3H,Lrσ=3.059×10-3H,逆變器輸出頻率fs=25Hz,三角載波頻率fb=4500Hz,J=0.125kgm2。根據(jù)式(1),MTPWM模式下(σ=0.333,γ=0.38)逆變器輸出相電壓基波幅值為0.5864MDUD,而TPWM模式下(σ=25?γ=0)逆變器輸出相電壓基波幅值為0.59555MDUD。SPWM模式下逆變器輸出相電壓基波幅值為0.5MDUD,因此在相同的調(diào)制系數(shù)下,當系統(tǒng)在SPWM模式下的逆變器的直流電壓是513V,采用改進梯形波作為調(diào)制信號,可以使PWM逆變器相電壓基波幅值增加17.28%,改進梯形波調(diào)制逆變器的直流供電電壓Ud是437.4222V,采用梯形波作調(diào)制信號,可以使PWM逆變器相電壓基波幅值增加19.11%,梯形波調(diào)制逆變器的直流供電電壓Ud是430.6934V。圖4和圖5是TPWM模式和MTPWM模式逆變器供電異步電機開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)空載直接起動時的動態(tài)性能仿真曲線,比較兩圖可知:兩種模式下系統(tǒng)空載起動的加速時間一致,但MTPWM模式的轉(zhuǎn)矩脈動較TPWM模式顯著降低。5改進u3000改進梯形波變化因子的確定(1)對適合在線計算、旨在完善梯形脈寬調(diào)制(TPWM)模式的改進梯形脈寬調(diào)制(MTPWM)模式進行了仿真研究。改進梯形波是由梯形波上方疊加矩形波形成,σ、γ為改進梯形波的變化因子,以減少轉(zhuǎn)矩脈動為目標優(yōu)化出改進梯形調(diào)制波變化因子的最佳值σ=0.333,γ=0.38。(2)建立了MTPWM逆變器供電異步電動機考慮主磁路飽和時的變頻調(diào)速系統(tǒng)數(shù)學模型,對MTPWM