微波低通濾波器的仿真設(shè)計

微波低通濾波器的仿真設(shè)計xx〔陜西理工學院物理與電信工程學院電子信息工程專業(yè)電子104班，陜西漢中723003〕指導教師：xxx[摘要]近年來，隨著軍事、通迅、科研的開展，市場對微波濾波器在機能方面的需要不斷地升遷。在微波電路系統(tǒng)中，濾波器的性能對電路的性能指標有很大的影響，于是設(shè)計一個高性能的濾波器，對設(shè)計微波電路系統(tǒng)具有很重要的影響。本文設(shè)計了一個微帶線微波低通濾波器.低通濾波器的原型為切比雪夫低通濾波器，輸入輸出阻抗為50，截止頻率為4GHz，3階，帶內(nèi)波紋為3dB.首先依據(jù)理查德變換和科洛達規(guī)那么對切比雪夫低通濾波器原型進行轉(zhuǎn)換。然后在射頻軟件〔ADS〕中計算出微帶線的尺寸并且進行建模仿真。最后對仿真結(jié)果進行調(diào)諧優(yōu)化,仿真結(jié)果到達設(shè)計要求.[關(guān)鍵字]微波低通濾波器微帶線ADSSimulationdesignofmicrowavelow-passfilterxxxx(Grade10,Class04,Majorelectronicsandinformationengineering，SchoolofPhysicsandTelecommunicationEngineering.，ShaanxiUniversityofTechnology，HanzhongShaanxi，723003)Tutor:xxxxxAbstract:Inrecentyears,withthedevelopmentofmilitary,communications,research,andmarketneedformicrowavefiltersconstantlypromotedinthefunctionaspect.Inmicrowavecircuitsystem,theperformanceoffiltercircuithasgreatinfluenceontheperformanceindexofthecircuit,sotodesignahighperformancefilterhasasignificantimpactonthedesignofmicrowavecircuitsystem.Thispaperdescribesthedesignofamicrostriplinemicrowavelow-passfilter.Thelow-passfilterprototypeistheChebyshevlow-passfilter,inputandoutputimpedanceis50,andcut-offfrequencyis4GHz,3bands,thebandrippleis3dB.FirstlyaccordingtoRichardtransformationandKurodarulesonChebyshevlow-passfilterprototypeconversion.ThencalculatethesizeofmicrostriplineandsimulationintheRFsoftware(ADS).Finally,thesimulationresultsaretunedtooptimization,andthesimulationresultsmeetsthedesignrequirements.Keywords:Microwavelow-passfilterlineADS目錄TOC\o"1-3"\h\u191851緒論 129541.1課題的研究背景及意義 ①3dB帶寬：由通帶最小插入損耗點(也就是通帶傳輸特性的最高點)向下平移3dB時所測得的通帶寬度。這是在經(jīng)典的方式定義，不考慮插入損耗，容易引起誤會，在工程中很少使用。②插損帶寬：滿足插入損耗時所測得的帶寬。這個定義是嚴格的，往往在工程中應用。(2)插入損耗(InsertionLoss，簡稱IL)：在理想的情況下，插入射頻電路中的濾波器，不應該在其通帶內(nèi)引入任何功率損耗。然而，在現(xiàn)實中，就像我們無法防止誤差一樣，我們是沒有方法消除濾波器固有的、各種程度的功率損耗的。構(gòu)成濾波器的電感、電容等元件、介質(zhì)的不理想引起電阻性損耗和濾波器的回波損耗一起構(gòu)成了濾波器通帶內(nèi)的最大損耗。插入損耗一方面限定了濾波器的工作頻率，另一方面也限定了兩端口處的阻抗值。插入損耗描述的是功率響應幅度與0dB基準之間的差值，它的數(shù)學表達所示：〔2.1〕式中，是濾波器向負載輸出的功率，是濾波器從信號源得到的輸入功率，是從信號源向濾波器看去的反射系數(shù)。另一方面，對于二兩端口網(wǎng)絡(luò)而言，其插入損耗A定義為：網(wǎng)絡(luò)的輸出端接匹配負載時，網(wǎng)絡(luò)的輸入端的入射功率和負載吸收功率的比值。因為〔2.2〕根據(jù)公式我們也可以如式那樣來定義濾波器的插入損耗：〔2.3〕(3)回波損耗(ReturnLoss，簡稱RL)：信號從信號源進入濾波器時，由于輸入端I=1處的失配，有局部信號在輸入端口處發(fā)生反射，進入信號源，這就是回波損耗：〔2.4〕(4)波紋系數(shù)：表示的是通帶內(nèi)信號響應的平坦程度，其值是響應幅度的最大值與最小值之差；通帶內(nèi)的紋波是越小越好，這樣，通過濾波器的不同頻率信號的功率的起伏就不會太大。(5)電壓駐波系數(shù)(VoltageStandingWaveRatio，簡稱VSWR)：定義為沿線合成電壓(或電流)的最大值和最小值的比值，反映了端口處的反射波的情況。電壓駐波系數(shù)和反射系數(shù)的關(guān)系所示：〔2.5〕另一方面，當輸出端口2接匹配負載時，參量與輸入端口1的反射系數(shù)滿足〔2.6〕于是，端口1處的電壓駐波系數(shù)VSWR也可以這樣定義：〔2.7〕(6)帶寬：對于帶通濾波器而言，帶寬是指通帶內(nèi)對應于3dB衰減量的上邊頻和下邊頻之差：〔2.8〕(7)阻帶抑制：濾波器在阻帶頻段內(nèi)的信號衰減量。理論上，濾波器在阻帶頻段內(nèi)應該具有無窮大的衰減量，然而實際上，我們只能得到有限的衰減量；顯然，在某一阻帶頻率fs，衰減越大，表示阻帶的特性越好。(8)矩形系數(shù)：矩形系數(shù)是60dB帶寬(或者其它)與3dB帶寬的比值，它描述的是濾波器在截止頻率附近響應曲線變化的陡峭程度：〔2.9〕品質(zhì)因素(Q)：定義為在諧振頻率下，平均儲能與一個周期內(nèi)平均耗能之比：〔2.10〕其中，表示的是功率損耗，它等于單位時間內(nèi)的耗能；通常我們認為功率損耗是外接負載上的功率損耗與濾波器本身的功率損耗之和。Q值描述了濾波器的頻率選擇特性，Q值越高，帶寬越窄，諧振曲線越鋒利，頻率選擇能力越強。各種品質(zhì)因素的關(guān)系為：〔2.11〕式中，總功率〔對應有載品質(zhì)因數(shù)〕包含濾波器的功率損耗對應為無載品質(zhì)因素以及外界負載的功率損耗(對應為外部品質(zhì)因素)。越高，插入損耗越小。另外還有〔2.12〕其中是濾波器的中心頻率或諧振頻率，是濾波器的3dB帶寬可知，對于給定的中心頻率，Q值越高，帶寬越窄。承受功率：在大功率發(fā)射機末端使用的濾波器要按大功率設(shè)計，元件的體積要足夠大，否那么容易擊穿打火，導致發(fā)射功率急劇下降。2.3切比雪夫低通濾波器設(shè)計理論當射頻電路工作頻段較低時，我們能夠直接利用集總參數(shù)對濾波器進行設(shè)計。巴特沃斯濾波器在頻率響應上沒有波紋，通常也被稱為最大平滑濾波器。然而同切比雪夫濾波器相比，它帶外衰減較慢，在同樣帶內(nèi)衰減的要求下，其階數(shù)較切比雪夫濾波器多。也就是說，切比雪夫濾波電路可以使用更少的元件到達巴特沃斯濾波電路的帶外衰減量。并且切比雪夫濾波器在通帶內(nèi)衰減曲線更加均勻。如果采用分貝表示，相同階數(shù)的切比雪夫濾波電路比巴特沃斯濾波電路帶外衰減特性提高6(N—1)dB。2.3.1切比雪夫低通濾波器原理切比雪夫多項式描述濾波器的插入損耗函數(shù)表示：〔2.13〕可以得到電壓傳遞函數(shù)的幅度值為〔2.14〕其中為N階切比雪夫多項式，a是調(diào)節(jié)帶內(nèi)波紋幅度的函數(shù)。當a=1,歸一化頻率時，可以得到的電壓傳遞函數(shù)的幅度值為0.707。通帶內(nèi)所有極點的衰減都為3dB以內(nèi)。在點處，各階切比雪夫濾波器都具有3dB的衰減，且隨著階數(shù)的提高，帶內(nèi)波紋數(shù)會增加。波紋的幅度可以通過調(diào)節(jié)a的值來更改。下面列出波紋分別是3dB和0.5dB的切雪夫濾波器衰減曲線?？梢悦黠@看出，波紋為3dB的阻帶的衰減比波紋為0.5dB的阻帶的衰減要陡，說明波紋幅度越大，阻帶衰減越陡。這一規(guī)律同樣適用于其他頻率點或其他階數(shù)的切比雪夫濾波器。下面我們給出切比雪夫低通濾波器的結(jié)構(gòu)圖。可以看出源阻抗為負載阻抗為，至表示相應的電感或電容值?！瞐〕(b)圖2.3.4切比雪夫低通濾波電路的兩種電路兩種電路互為共生形式，兩者都能給出同樣的響應。對應于切比雪夫濾波器原型電路，給出元件參數(shù)表。切比雪夫濾波器元件參數(shù)(0．5dB波紋)Ng1g2g3g4g5g6g7g8g910.69861.000021.40290.70711.984131.59631.09671.59631.000041.67031.1926236610.84191.948151.75081.22962.54081.22961.75081.000061.72541.24792.60641.31372.47580.86961.984171.73721.25832.63811.34442.63811.25831.73721.000081.74511.26472.65641.35902.69641.33892.50930.87961.0000在低通濾波器原型設(shè)計中，除偶數(shù)階切比雪夫濾波器外，其余原型濾波器的源阻抗和負載阻抗均為1。并且奇數(shù)階濾波電路參數(shù)具有對稱性。由于射頻電路通常設(shè)計要求輸入和輸出阻抗盡量一致，所以選擇設(shè)計濾波電路原型時，盡量選擇奇數(shù)階切比雪夫濾波電路。0.5dB等波紋濾波電路響應與3dB等波紋濾波電路響應相比，前者在帶內(nèi)波動幅度很小，插入損耗小，但是帶外衰減量沒有后者大，犧牲了帶外衰減特性。如果對通帶內(nèi)波紋要求嚴格，可以選用0.5dB等波紋切比雪夫濾波電路，使得通帶內(nèi)不存在波紋或波紋幅度較小。并且可以知道切比雪夫濾波器在截至頻率點上的衰減恰好等于其在通帶內(nèi)的波紋。3微帶傳輸線3.1傳輸線理論傳輸線使用以從一處至另一處傳輸電磁能量的裝置。傳輸線理論是分布參數(shù)電路理論，它在場分析和根本電路理論之間架起來橋梁。隨著工作頻率的升高，波長不斷減小，當波長可以與電路尺寸相比較時，傳輸線上的電壓和電流將隨著空間位置而變化，是電壓和電流呈現(xiàn)波動性，這一點與低頻電路完全不同。傳輸線理論用來分析傳輸線上電壓和電流的分布，以及傳輸線上阻抗的變化規(guī)律。在射頻段，基爾霍夫定律不再適用，必須使用傳輸線理論取代低頻電路理論。3.2微帶傳輸線實際使用的傳輸線有很多，常見的有同軸線、微帶線、帶狀線、波導等。其中，由于微帶線的體積小、重量輕、穩(wěn)定性好，所以微波電路使用最多的是微帶線。微帶線是介質(zhì)基板上沉積金屬導帶和接地板構(gòu)成的傳輸線。它可以由雙導體傳輸線演變而來。微帶線是平面結(jié)構(gòu)，可以用蝕刻電路在PCB上制作，這種傳輸線結(jié)構(gòu)簡單，加工方面，又便于和微波固體器件相連成整體。由于在實際設(shè)計中各種設(shè)計公式計算出的結(jié)果難以與產(chǎn)品到達一致性，很難將計算結(jié)果直接應用于微帶線的設(shè)計，但ADS等仿真軟件的廣泛應用使得微帶線的工程效果卻很好。加上實驗修正，使得設(shè)計出的產(chǎn)品不需要經(jīng)過大的調(diào)整便能滿足工程實際需求。微帶線結(jié)構(gòu)如圖3.2.1。導體1導體1介質(zhì)材料Hh導體2xyl圖3.2.1微帶線根本結(jié)構(gòu)它是厚度為t的導體帶、接地金屬板和厚度為h的介質(zhì)基片壓制而成，基片相對介電常數(shù)為，基板介質(zhì)損耗角正切，其中導帶和接地板金屬通常為銅、銀、錫或鋁?；２捎媒殡姵?shù)大且高頻損耗小的陶瓷、石英或藍寶石等材料構(gòu)成。其制作工藝是先將基片(最常用的是氧化鋁)研磨、拋光和清洗，然后放在真空鍍膜機中形成一層鉻一層金，再利用光刻技術(shù)制成所需要的電路，最后采用電鍍的方法加厚金屬層的厚度，并裝接上所需要的器件，形成微帶電路。它雖然是局部填充介質(zhì)的雙導線系統(tǒng)，但實際上它暴露于空氣中，導體帶上面為自由空問，導體帶下面為介質(zhì)材料，就導致在交接面處會產(chǎn)生介質(zhì)突變，就不會存在純粹的TEM模，而是場會存在一定的縱向分量，由TE模和TM?；旌夏＝M成，其縱向場分量主要由介質(zhì)與空氣分界面處形成的邊緣場所致。在微波波段的低頻段由于微帶線中導波的縱向場分量遠小于其橫向場分量，所以可以將微帶線傳輸?shù)哪Ｊ娇礊闇蔜EM模。微帶線采用金屬薄膜工藝，是非機械加工。目前銅箔厚度有35um和18um兩種。銅箔越薄，越易獲得高的圖興精密度，所以高精密度的微波圖形應選用不大于18um的銅箔。如果選用35um的銅箔，那么過高的圖形精度使工藝性變差，不合格品率必然增加。研究說明，銅箔類型對圖形精度亦有影響。目前的銅箔類型有壓延銅箔和電解銅箔兩類。壓延銅箔較電解銅箔更適合于制造高精密圖形，所以在材料訂貨時，可以考慮選擇壓延銅箔的基材板。在頻率較低時，我們討論的微帶線為準TEM模，電磁波在微帶線傳輸速度是不變的。在頻率較高時，微帶線的特性阻抗和等效介電常數(shù)都會隨著頻率的變化而變化，這就是微帶線的色散特性。3．3微帶線的設(shè)計方法由以上介紹我們可以知道，微帶線的計算公式相當?shù)膹碗s。如果手動計算每一節(jié)微帶線，然后再組合成完整的電路，對于工程設(shè)計是不現(xiàn)實的。而我們知道，微帶線設(shè)計的實質(zhì)是在選定板材后，根據(jù)板材的介電常數(shù)和板材厚度等參數(shù)，設(shè)計出適宜寬度與長度的微帶線，板材的另外一面通常大面積鋪地。目前一般使用兩種方法：(1)查表法。早期的微波工作者針對不同介質(zhì)基板。計算出了物理結(jié)構(gòu)參數(shù)與電性能參數(shù)之f白J的對應關(guān)系，建立了詳細的數(shù)據(jù)表格。這種表格的用法步驟是：1．按相對介電常數(shù)選表格；2．查阻抗值、寬高比、有效介電常數(shù)三者的對應關(guān)系，只要一個值，其他兩個就可查出；3．計算，通常h，那么W可得，由介電常數(shù)求出波導波長，進而求出微帶線長度。(2)用軟件。許多公司已經(jīng)發(fā)出了很好的計算微帶電路的軟件。如AWR的MicrowaveOffice，輸入微帶的物理參數(shù)和拓撲結(jié)構(gòu)，就能很快的得劍微帶線的電性能參數(shù)，并可調(diào)整成優(yōu)化微帶線的物理參數(shù)。4微帶線低通濾波器的設(shè)計濾波器是由集總元件電感和電容構(gòu)成，當頻率不高時，集總元件濾波器工作良好。但當濾波器高于500MHz時，濾波器通常由分布參數(shù)元件構(gòu)成，這是由于兩個原因造成的，其一是頻率高時電感和電容應選的元件值小，由于寄生參數(shù)的影響，如此小的電感和電容已經(jīng)不能再使用集總參數(shù)元件；其二是此時工作波長與濾波器元件的物理尺寸相近，濾波器元件之間的距離不可無視，需要考慮分布參數(shù)響應。本次討論短截線方法，將集總元件濾波器變換為分布參數(shù)濾波器，其中理查德變換用于將集總元件變換為傳輸線段，科洛達規(guī)那么可以將各濾波器元件分隔開來。4.1由集總元件低通濾波器變換為分布參數(shù)低通濾波器4.1.1利用理查德變換將集總元件轉(zhuǎn)換為分布參數(shù)元件通過理查德變換，可以將集總元件的電感和電容用一段終端開路的傳輸線等效。終端短路和終端開路傳輸線的輸入阻抗具有純電抗性，利用傳輸線的這一特性，可以實現(xiàn)集總元件到分布參數(shù)元件的變換。當傳輸線的長度為l=λ0/8時,通過理查德變換,終端短路的一段傳輸線,可以等效為集總元件的電感,等效關(guān)系為〔4.1〕式中：,〔4.2〕終端開路的一段傳輸線可以等效為集總元件的電容。終端開路傳輸線的輸入導納為：〔4.3〕本設(shè)計微帶短截線低通濾波器。要求截止頻率為4GHz，3階，帶內(nèi)波紋為3dB，阻抗50.表4.1.1等波紋低通濾波器的元件值〔，N為1-7,3dB波紋〕Ng1g2g3g4g5g6g7g811.99531.000023.10130.53395.809533.34870.71173.34871.000043.43890.74834.34710.59205.809553.48170.76184.53810.76183.48171.000063.50450.76854.60610.79294.46410.60335.809573.51820.77234.63860.80394.63680.77233.51821.0000通過查表4.1.1可以得到N=3、帶內(nèi)波紋為3dB的切比雪夫低通低通濾波器原型元件值為圖4.1.1集總參數(shù)濾波器原型利用理查德變換，將集總參數(shù)變換為短截線。串聯(lián)電感變化成串聯(lián)短截線，并聯(lián)電容變換成并聯(lián)短截線，所有短截線在時的長度都是，短截線的阻抗變換分別為電感和電容的變換成短截線如圖4.1.2.圖4.1.2理查德變換后傳輸線電路圖4.2利用科洛達規(guī)那么將串聯(lián)短截線轉(zhuǎn)換為并聯(lián)短截線科洛達規(guī)那么是利用附加的傳輸線段,得到在實際上更容易實現(xiàn)的濾波器。例如，利用科洛達規(guī)那么既可以將串聯(lián)短截線變換為并聯(lián)短截線,又可以將短截線在物理上分開。附加的傳輸線段為單位元件。在科洛達規(guī)那么中附加的傳輸線段稱為單位元件,單位元件是一段傳輸線,當時這段傳輸線長為,單位元件的ABCD矩陣為〔4.4〕式中為單位元件的特性阻抗利用科洛達規(guī)那么,可以將圖4.2.1所示的串聯(lián)短截線轉(zhuǎn)換為并聯(lián)短截線,如圖4.2.1所示,圖中短截線的特性阻抗為歸一化值。單位元件單位元件Z2單位元件NZ1科洛達規(guī)那么原始電路ZL=Z1sYC=S/(NZ2)圖4.2.1科洛達規(guī)那么首先在濾波器的輸入和輸出端口添加2個單位元件，如圖4.2.2所示。單位元件與源和負載匹配，不會影響濾波器的特性。U.E.U.E.ZUR1=1U.E.ZUR2=1Z3Z2s.c.s.c.Z1o.c.ll圖4.2.2科洛達規(guī)那么變換后的原理圖利用科洛達規(guī)那么，將串聯(lián)短截線變化為并聯(lián)短截線。計算如下：濾波器的輸入端口和輸出端口并聯(lián)短截線的歸一化特性阻抗為濾波器2個單位元件的歸一化特性阻抗為U.E.U.E.ZUE1U.E.ZUE21O.C.=1.2986O.C.O.C.=1.4051=1.2986=4.3486=4.34861圖4.2.3歸一化后的原理圖利用阻抗變換，用50乘以圖4.2.3中各段傳輸線的歸一化特性阻抗，得到圖4.2.4所示電路U.E.U.E.ZUE1U.E.ZUE250ΩO.C.=64.9ΩO.CO.C.=70.3Ω=64.9Ω=217.5Ω=217.5Ω50Ω圖4.2.4完整原理圖4.3微帶低通濾波器原理圖微帶線基板的厚度選為2mm,基板的相對介電常數(shù)選為2.3,系統(tǒng)特性阻抗選為50Ω。微帶低通濾波器的原理圖如圖圖4.3.1原理圖5微帶線濾波器原理圖和幅員的仿真設(shè)計及優(yōu)化5.1原理圖的設(shè)計1翻開ADS2023時，執(zhí)行菜單命令【File】【NewProject】命令，建立“WUHUAN1024〞工程。2在“WUHUAN1024〞工程中建立一個名為“BISHE〞的原理圖。3選擇“Tline-Microstrip〞元器件面板列表，并選擇4個微帶線MLIN、3個MLOC和MTEE添加到原理圖中，并將它們按照下列圖5.1.1所示的方式連接起來。圖5.1.1濾波器原理圖這樣就完成了濾波器原理圖根本結(jié)構(gòu)，為了達成到設(shè)計性能，還必須對濾波器中的微帶電路的電氣參數(shù)和尺寸進行設(shè)置。5.2電路參數(shù)設(shè)置1在“Tline-Microstrip〞元器件面板中選擇微帶參數(shù)設(shè)置控件MSUB添加到原理圖中。2雙擊MSUB控件，將基片參數(shù)按照下列圖5.2.1所示參數(shù)進行設(shè)置圖5.2.1MSUB控件參數(shù)在原理圖設(shè)計窗口中執(zhí)行菜單命令【Tools】【LineCalc】【StartLineCalc】，翻開LineCalc工具。元器件參數(shù)設(shè)置欄AFreq=2.5GHz，表示微帶線工作頻率為2.5GHzBWall1=默認值，表示條帶H的邊緣到第一側(cè)壁的距離，Wall2=默認值，表示條帶H的邊緣到第二側(cè)壁的距離，3參數(shù)顯示窗口圖5.2.2微帶線計算工具窗口在電尺寸參數(shù)設(shè)置欄設(shè)置如下：，表示微帶線特性阻抗為E-Eff=90deg，表示微帶線的電長度為90deg單擊Synthesize欄中的箭頭，物理尺寸參數(shù)設(shè)置欄中會顯示得到的微帶線的線寬和長度。單位元件1的寬度、長度。單位元件2的寬度、長度。終端開路的微帶線1寬度、長度。終端開路的微帶線2寬度、長度。終端開路的微帶線3寬度、長度。微帶線的長L、寬W是濾波器設(shè)計和優(yōu)化的主要參數(shù)，按照下列圖5.2.3進行設(shè)置圖5.2.3完成電路參數(shù)設(shè)置的原理圖圖5.2.4完成電路參數(shù)設(shè)置的原理圖5.3仿真參數(shù)設(shè)置和原理圖仿真5.3.1仿真參數(shù)設(shè)置在原理圖設(shè)計窗口中選擇S參數(shù)仿真元器件面板“Simulation-S-Param〞，并選擇負載Term放置在濾波器的兩個端口上。單擊工具欄中的圖標，在電路原理圖中插入兩個地，并按照圖所示連接好電路原理圖。在S參數(shù)仿真元器件面板“Simulation-S-Param〞選擇一個S參數(shù)仿真控制器放入到原理圖中。雙擊S參數(shù)仿真控制器，按照下面內(nèi)容設(shè)置參數(shù)：,表示頻率掃描的起始頻率為0GHz。,表示頻率掃描的終止頻率為5GHz。,表示頻率的掃描間隔為0.01GHz。圖5.3.1完成S參數(shù)仿真設(shè)置的原理圖5.3.2原理圖仿真完成濾波器原理圖和仿真設(shè)計后，就可以進行濾波器的仿真并查看結(jié)果了。單擊工具欄中的并等待仿真結(jié)果。仿真結(jié)束后，彈出數(shù)據(jù)顯示窗口。首先在數(shù)據(jù)顯示窗口中添加S21參數(shù)的矩形圖。圖5.3.2S21在數(shù)據(jù)顯示窗口中添加S11圖5.3.3S11從上面的圖5.3.2我們可以看出在通帶內(nèi)衰減過大，大于3dB。帶外衰減比較滿足要求，在截止頻率4GHz時的衰減也有點大。5.4微帶濾波器幅員生成與仿真5.4.1幅員的生成〔1〕由原理圖生產(chǎn)幅員，需要把原理圖中兩個Term及接地失效，不讓他們出現(xiàn)在幅員中。單擊原理圖窗口中的圖標，然后單擊端口Term，使端口顯示一個紅叉這兩個元器件失效，如圖圖5.4.1去掉負載和地〔2〕執(zhí)行菜單命令【Layout】【Gemerate/UpdateLayout】,將彈出一個Gemerate/UpdateLayout設(shè)置對話框，如圖，可進行起始元器件設(shè)置。這里應用它的默認設(shè)置，直接單擊【OK】按鈕。這時，彈出“StatusofLayoutGeneration〞對話框，如圖，在單擊【OK】按鈕，完成幅員的生成。圖5.4.2幅員生成設(shè)置對話框圖5.4.3幅員生成狀態(tài)對話框〔3〕完成幅員生成后，系統(tǒng)將翻開一個幅員設(shè)計窗口，里面顯示剛剛生成的幅員。由濾波器原理圖生成的幅員如下圖。同時，系統(tǒng)彈出濾波器幅員各層屬性窗口，如圖5.4.4所示圖5.4.4生成的幅員圖5.4.5濾波器幅員各層屬性〔4〕幅員生成后需要設(shè)置微帶和基板的參數(shù)，執(zhí)行菜單命令【Momentum】【Substrate】【UpdateFromSchematic】從原理圖中更新這些參數(shù)。執(zhí)行菜單命令【Momentum】【Substrate】【Create/Modify】翻開基片參數(shù)設(shè)置對話框，可以修改這些參數(shù)，如圖5.4.6所示。單擊【OK】按鈕回到濾波器幅員窗口圖5.4.6基片參數(shù)設(shè)置對話框單擊【Save】按鈕，保存濾波器幅員并命名。5.5對原理圖和幅員的優(yōu)化5.5.1原理圖的優(yōu)化因為理論設(shè)計和實際總是有出入的，所以結(jié)合實際需要，需要對原理圖和幅員近一步的優(yōu)化設(shè)計，本次優(yōu)化設(shè)計采用調(diào)諧優(yōu)化設(shè)計。在原理圖控制面板中單擊圖標，就回出現(xiàn)如下列圖所示的窗口，對各個元器件進行大小的調(diào)節(jié)直到到達技術(shù)指標。圖5.5.1調(diào)諧到達技術(shù)指標之后，單擊，就會對本次調(diào)諧的結(jié)果進行保存，再回到原理圖窗口，執(zhí)行菜單命令【Simulate】【UpdateOptimizationValues】將優(yōu)化值更新到原理圖值；否那么，優(yōu)化后的結(jié)果將不保存。圖5.5.2優(yōu)化后的原理圖圖5.5.3優(yōu)化后的幅員圖5.5.4優(yōu)化后的S21圖圖5.5.5優(yōu)化后的S11圖優(yōu)化后的S21和S11比理論設(shè)計的有明顯的改變，在S21中帶內(nèi)衰減減小到3dB以下且在截止頻率處的衰減也有所減小，從S11中可以看出，1端口的反射系數(shù)也有所減少，更加符合實際需要。5.5.2幅員的仿真〔1〕為了進行S參數(shù)仿真，需要在濾波器輸入輸出端添加兩個端口。單擊工具欄中的圖標，彈出port設(shè)置對話框，單擊【OK】按鈕關(guān)閉該對話框，在濾波器兩邊要加端口的地方分別單擊鼠標添加兩個port端口，如圖5.5.6所示圖5.5.6在幅員中添加兩個端口〔2〕在幅員設(shè)計窗口中執(zhí)行菜單命令【Momentum】【Simulation】【S-parameter】，翻開仿真設(shè)置對話框，如圖5.5.7所示圖5.5.7幅員仿真設(shè)置對話框〔3〕在仿真設(shè)置對話框中仿真參數(shù)進行設(shè)置。1SweepType=Linear，表示掃描類型為線性的2Sart=0GHz，表示頻率掃描的起始頻率為0GHz3Stop=5GHz，表示頻率掃描的終止頻率為5GHz4FrequencyStep=0.1GHz，表示頻率掃描的步長為0.1GHz完成仿真參數(shù)設(shè)置后單擊【Update】按鈕，把設(shè)置添加到仿真方案中。單擊【Simulate】按鈕開始進行仿真。仿真過程中會出現(xiàn)一個狀態(tài)窗口顯示仿真進程。等待數(shù)分鐘后仿真結(jié)束，仿真結(jié)果將出現(xiàn)在數(shù)據(jù)顯示窗口中。圖5.5.8S11參數(shù)圖5.5.9S21參數(shù)在數(shù)據(jù)顯示窗口中添加S21參數(shù)的相頻曲線。觀察濾波器的相頻特性，它決定濾波器的群延遲特性，從圖5.5.10中可以看出，濾波器在通帶內(nèi)相位與頻率根本呈線性關(guān)系，滿足設(shè)計要求。圖5.5.10S21相頻參數(shù)6設(shè)計總結(jié)通過本次畢設(shè)，我完成了基于ADS微帶線低通濾波器的設(shè)計，在設(shè)計微帶線低通濾波器的時候遇到了一些問題；主要問題是如何把一個低通濾波器通過科洛達規(guī)那么和理查德變換變成一個微帶線濾波器，還有一個就是主要參數(shù)設(shè)置的問題，后來通過和老師，同學的交流和查閱相關(guān)資料，最后總算做出來了，但是做出的結(jié)果圖不是很完美。在設(shè)計微帶線低通濾波器的同時，不但要做到理論要求，還要考慮實際情況，因為自己專業(yè)知識的缺乏，和查閱資料有限的情況下，做出來的東西肯定不是特別貼近實際情況，希望老師在發(fā)現(xiàn)缺乏之處能夠批評并且改正。參考文獻【1】ReinholdLudwingPavelBretchko著，計——理論與應用，電子工業(yè)出版社，王子宇張肇儀徐承和等譯，射頻電路設(shè)2002.【2】黃玉蘭．ADS射頻電路設(shè)計根底與典型應用[M]北京：人民郵電出版社，2023：3-4．【3】尤肖虎，曹淑敏，李建東.第三代移動通信系統(tǒng)開展現(xiàn)狀與展望.電子學報，1999，27(11)：3-8.

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York,NY,1998.

致謝在此要感謝我的指導老師賈建科老師以及幫助過我的老師對我悉心的指導，感謝老師們給我的幫助。在設(shè)計過程中，我查閱了大量相關(guān)資料，與同學交流經(jīng)驗和自學，并向老師請教等方式，使自己學到了不少知識，也經(jīng)歷了不少艱辛，但收獲同樣巨大。在整個設(shè)計中我學習到了許多東西，也培養(yǎng)了我獨立思考及分析問題能力，樹立了對自己工作能力的信心，讓我對一個設(shè)計的整個流程有了新的認識和體會，從用戶需求，需求分析，設(shè)計，編程，測試，到最后的交成品。這每一個步驟對一個產(chǎn)品需求設(shè)計的重要性。相信這會對我的今后學習工作生活有非常重要的影響。而且大大提高了動手的能力，使我充分體會到了在創(chuàng)造過程中探索的艱難和成功時的喜悅。雖然這個設(shè)計做的也不太好，但是在設(shè)計過程中所學到的東西是我這次畢業(yè)設(shè)計的最大收獲和財富，對以后工作與學習都很有價值，使我終身受益。附錄A外文文獻TunableFiltersWithNonuniformMicrostripCoupledLinesAbstract—Abasicwidebandtunablefilterdesignbasedoncomblinetopologyispresented.Atthepresenceoftheparasiticeffects,thestructureofthefiltermustbemodifiedbyintroducingadditionaldegreesoffreedomtothegeometryofthecoupledlinesegment.Adesignprocedureinvolvingiterativestepswillbedescribed.ThisprocedureisusedtodesigntwobandpassfilterswithmorethanoneoctavetuningrangeintheUHFband.TheexperimentalresultsarepresentedforthefilterprototypesimplementedusingprintedcircuitboardsandPINdiodes.IndexTerms—Intermodulation,nonlinearity,PINdiodes,softwaredefinedradio,switchablefilters,tunablefilters.1INTRODUCTIONTheneedforcoveringalargefrequencybandintheradiofrequency(RF)front-endofthesoftwaredefinedradio(SDR)transceiverhaspromptedresearchfordesigninglow-cost,widelytunablefilterstructures.Forexample,intheJointTacticalRadioSystemspecifications,therequiredfrequencycoverageisaroundthreefrequencydecadesthatisdividedtoalargenumberofsubbands.Whilefilterbanksarecommonlyused,itisadvantageousifthefilteringcanbeachievedbyasmallnumberofcompacttunablefilters.Planarimplementationsareoftenpreferredbecauseofthecostandsizelimitations.OveranoctavefrequencytuningintheplanartopologieshasbeenachievedinstructuresbasedonsolidstateorMEMSswitchesorvaractors[1]–[3].Thefocusofthisletteristoexploreaclassofwidelytunablefiltersthatcanbeimplementedusingoff-theshelfcomponents,PINdiodesormicroelectromechanicalsystems(MEMS)switches.Recently,theauthorsproposedaschemewhichcanleadtoaverywidebandtuningofthecenterfrequencyandprovideanarbitrarynumberoffrequencybandsThisstructurethatisshowninFig.1isatappedcomblinetopologywithadjustable-lengthcoupledtransmissionlinesandswitchablecapacitiveloads.Thelengthofthetransmissionlinesegmentisadjustedfromonebandtoanothersoastoremainequaltodegreesatthecenterofeachband.Thespuriousresponsesareseenatfrequencieswherethelengthismorethan180,whichmeansatleast180timesthecenterfrequencyofeachband.Bychoosingthisnumbertobelarge,widespuriousfreetunabilitycanbeachieved.Theotherideabehindthatdesignistoobtainconstantfractionalbandwidthfordifferentbands.Inthisletteramoresophisticatedtopologyanddesignprocedurewillbeintroducedthatdemonstratepredictableperformanceandalsohaveadditionaldegreesoffreedomforthedesignineachfrequencyband.圖12DESIGNMETHODOLOGYInthephysicalimplementationofthefiltersinFig.1,thelengthsareadjustedbymovableshort-circuitsimplementedusingPINdiodes.Alsotohavehighlinearity,theloadcapacitancesarerealizedbyswitchablecapacitorsratherthanvaractors.Thenon-negligiblephysicaldimensionsofthediscretePINdiodes,capacitorsandadditionalbiasingcomponentsandlayouttracesthatmustbeincorporatedinthestructureofthefiltercircuitdeviatethedesignfromtheideal.Intheidealdesign,inordertomaintainaconstantfractionalbandwidthinallbands,itisenoughtoscalethelengthofthecoupledtransmissionlinesaswellastheamountoftheloadingcapacitorswiththeinverseofthecenterfrequency.Inpracticetheparasiticeffectsarepresentwhichdonotscalewithfrequency.Hereweshowthattheseparasiticeffectscanbecircumventedbyalteringthedimensionofthecoupledlinesegmentsfromonebandtoanother,andpresentadesignprocedureforfilterswithnonuniformcoupledlinecross-section.Alsothenewdegreesoffreedomcanbeusedtoallownonuniformfractionalbandwidthswhennecessary.ThetopologyofanonuniformswitchablecomblinefilterisshowninFig.1.ThecoupledlinepartoftheM-bandfilteriscomposedofMelectricallysmallmulti-conductortransmissioninesections(TLS)connectedinseries.Nswitchesareconnectedbetweeneverytwosections,whereNisthenumberofcoupledlinesandorderofthefilter.Inacomblinestructure,theroleofthesetransmissionlinesistoprovideinductanceandcoupling.Theinductancematrixwhichisfoundindividuallyforeachsectioninthedesignprocedurewilldeterminethespecificationsofthesection.Theotherpartofthefilteristheloadingcapacitorbank.IngeneralMvaluesofcapacitanceareneededwhichcanapproximatelyberealizedinacompactbit-wisemanner.Inthemicrostripimplementation,eachswitchableshort-circuitisprovidedthroughaPINdiode,abypasscapacitor,viaholesandcoppertraces.Similarly,theswitchablecapacitorscontaindiodes,capacitors,andcoppertraces.Foraproperdesignofthestructure,theselfandmutualinductiveeffectsoftheselongpathsaswellasparasiticeffectsofthediscretecomponentsshouldbetakenintoaccount.AssumingthattheloadingcapacitorsinthecapacitorbankareequalforallofthelinesoftheTLS,theirvaluescanbecalculatedbasedontherequiredvalueoftheexternalcouplingofthefilteratthefirstandlastresonators.TheinductancematrixforeachTLSarecalculatedinaniterativeprocess.Thisisbecausetheparasiticeffectswillnotallowaperfectshortoropencircuitatthelocationsideallyexpected.ThereforealloftheTLS’sarevisibleatallofthebands.Theprocedurestartsbyassuminganinitialvalueofzeroforallinductancesthataretobedetermined.Ineachiterationthecalculationsstartfromthebandwiththesmallestlengthoftransmissionline(m=1,correspondingtothehighestfrequencyband).Inthenextstep,thetotalselfinductanceneededforproperresonanceofthethlineatthedesiredcenterfrequencyiscalculatedbasedonthesusceptanceprovidedbyeachunitcellinthecapacitorbank.AlsotherequiredamountofmutualinductancebetweentworesonatorsIandi+1iscalculatedbasedonthefractionalbandwidthneeded,susceptanceslope,andthegvaluesoftheprototypefilter[5].Thestandardfilterdesignprocedurerequirestheinverseoftheinductancematrixhavenononadjacentcoupling.Duetononidealshort/opencircuits,thismatrixhastheeffectofalloftheTLS’sandtheshort/opencircuitpaths.TofindtheinductancematrixoftheTLSassignedtothebandm,theinductiveeffectsoftheotherTLS’sandparasiticsareextracted.Thisprocedurecontinuestothelowestfrequencyband.(m=M_)Inthenextiterationtheprocedurestartsfromthehighestfrequencybandanew.Fastconvergencehasbeenobservedfordifferentcases.Alsoithasbeenobservedthattheprocedureisnotsensitivetotheinitialvalues.Itshouldbenotedthattherearecasesinwhichtheproceduredoesnotconvergetophysicalvalues.AnexampleiswhenthefractionalbandwidthsofthelowerfrequencybandsarechosensignificantlysmallerthanthoseofthehigherfrequencybandsIII.DESIGNEXAMPLESTwofourbandfiltersoforderstwoandfourhavebeendesignedandfabricatedonprintedcircuitboard(PCB)basedonthedescribedmethodology.Thetwopolefilterisdesignedtoprovideconstantfractionalbandwidthof30%andthefour-polefiltertoprovideconstantabsolutebandwidthof100MHzfor圖2differentoverlappedbands.Theybotharesupposedtohavecenterfrequencytunabilityfrom250to550MHz.BasedonaninitialguessoverthelayoutofthecircuitthatcontainsthePINdiodes,capacitorsandothercontrolelementssuchaschokesandresistors,theparasiticeffectsofthenonidealpathshavebeensimulatedandextracted.Fig.2showsthelayoutofthefrontsideandcircuitmodelofthefilterswhichcontaintheTLSsandthecontrolcircuits,respectively.Figs.3and4showthefrequencyresponseofthefiltersfordifferentbands.Avoltageof5Vwasusedforon/offswitchesforthesemeasurements.Duetotheinclusionoftheparasiticeffects,thesimulationresponsesareinaverygoodagreementwiththemeasurements.ThesimulatedandmeasuredvaluesofcenterfrequencyandbandwidthforeachbandaregiveninTableITomeasurethenonlinearbehaviorofthefilters,thetwotonemethodhasbeenappliedfortheIP3measurements.ItcanbeshownthattheOFFstatenonlinearitiesofthePINdiodeshavealargereffectonthetotalnonlinearcharacteristicofthefiltercomparedtotheONstatenonlinearities.圖3Inabitwiseimplementationofthesetunablefilters,thehighestfrequencybandusuallysuffersfromthelargestnonlinearity.ThemeasuredinsertionlossandOIP3ofthefiltersislistedinTableIIindifferentbandsandfortheon/offbiasvoltagesof1.5and5V.ApplicationofahighOFFbiasvoltagewillhaveagreatimpactonthenonlineareffects.HoweverwhatisgainedbyahighONbiasvoltageisonlyasmallimprovementintheinsertionlossattheexpenseoflargedclossinthebiasnetwork.Intheworstcase,thesecondorderfilterconsumes27mWand560mWofdcpowerunderthebiasvoltagesof1.5and5V,respectively.Thefourthorderfilterconsumestwiceasmuch.IV.CONCLUSIONItwasshownthatbytakingtheeffectofparasiticsintoaccount,widelytunablefilterswithcontrolledfrequencyresponsecanbeimplementedusingreadilyavailablePINdiodesandPCB圖4technology.Inthedesignmethodology,therecanbedegreesoffreedomforeachband.Thepresentedsecondandfourthorderfilters,forexample,showconstantfractionalandabsolutebandwidthindifferentbands,respectively.Thefaroccurrenceofthespuriousbandsrenderstheproposedtopologytobesuitableforwidebandapplications.Herethedesignsshowedmorethananoctaveincenterfrequencytuning.Fortheexampleimplementationsreportedinthisletter,firstspuriousresonanceshappenatleastat4.4thecenterfrequencyofthelowestbandandtheratioofhighesttolowestcenterfrequencyismorethan2.2:1.Muchgreatertunablilitiesintherangeof10:1areachievableiftheparasiticeffectscanbeminimized.REFERENCES[1]M.Sanchez-Renedo,R.Gomez-Garcia,J.I.Alonso,andC.Briso-Rodriguez,“Tunablecomblinefilterwithcontinuouscontrolofcenterfrequencyandbandwidth,〞IEEETrans.Microw.TheoryTech.,vol.53,no.1,pp.191–199,Jan.2005.[2]B.E.Carey-Smith,P.A.Warr,M.A.Beach,andT.Nesimoglu“Widetuning-rangeplanarfiltersusinglumped-distributedcoupledresonators,〞IEEETrans.Microw.TheoryTech.,vol.53,no.2,pp.777–785,Feb.2005.[3]R.M.YoungandJ.D.Adametal.,“Low-LossbandpassRFfilterusingMEMScapacitanceswitchestoachieveaone-octavetuningrangeandindependentlyvariablebandwidth,〞inIEEEMTT-SInt.Dig.,2003,vol.3,pp.1781–1784.[4]M.KoochakzadehandA.Abbaspour-Tamijani,“Switchablebandpassfilterfor0.3–0.6GHz,〞inIEEEMTT-SInt.Dig.,Honolulu,HI,Jun.2007,pp.557–560.[5]J.-S.HongandM.J.Lancaster,MicrostripFiltersforRF/MicrowaveApplications.NewYork:Wiley,2001.附錄B外文翻譯可調(diào)諧濾波器非均勻微帶耦合線摘要：一個根本的可調(diào)諧寬帶濾波器的設(shè)計基于梳狀拓撲呈現(xiàn)。在寄生效應存在下的濾器的結(jié)構(gòu)，必須通過引入附加的自由度幾何形狀耦合線段進行修改。一個設(shè)計過程，涉及迭代步驟并進行說明。這個過程被用來設(shè)計兩個帶通濾波器與UHF頻帶在一個八度以上范圍的調(diào)諧。實驗結(jié)果顯示在在印刷電路板和PIN二極管實現(xiàn)的濾波器的原型。關(guān)鍵詞：互調(diào)，非線性，PIN二極管，軟件定義：無線電切換器可調(diào)諧濾波器一引言無線電(SDR)收發(fā)機需要覆蓋一個大型頻段的射頻(RF)前端軟件定義促使研究