直流分布式系統(tǒng)阻抗測量技術(shù)研究

1近年來，隨著受電端對電能質(zhì)量指標(biāo)更嚴(yán)苛的需求，電能處理系統(tǒng)正在經(jīng)歷從集中供電(CentralizedPowerSystem,CPS)到分布式供電(DistributedPowerSystem,DPS)的轉(zhuǎn)變11-51。直流分布式供電系統(tǒng)克服了集中式供電系統(tǒng)不易實(shí)現(xiàn)冗余供電、出現(xiàn)故障容易導(dǎo)致整個(gè)供電系統(tǒng)中斷和負(fù)載調(diào)節(jié)特性差等缺點(diǎn)，為實(shí)現(xiàn)電能變換單元的標(biāo)準(zhǔn)化和模塊化創(chuàng)造了條件，同時(shí)也有利于優(yōu)化設(shè)計(jì)和制造過程、提高系統(tǒng)性能。因此，直流分布式系統(tǒng)在通信交換機(jī)設(shè)備的電源系統(tǒng)、高端計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)服務(wù)器的電源系統(tǒng)，人造衛(wèi)星及其他航天器的電源系統(tǒng)0、汽車電力電子電源系統(tǒng)、電氣化艦船17、新能源發(fā)電以及微電網(wǎng)[8I等系統(tǒng)中都有廣泛應(yīng)用。直流母線直流母線濾波器用電設(shè)備電網(wǎng)濾波器濾波器器濾波器Motot圖1.1直流分布式系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖1.1所示，給出了一種采用直流分布式架構(gòu)的新能源發(fā)電系統(tǒng)。這種直流分布式結(jié)構(gòu)可以合理利用分散的功率較小的發(fā)電單元，布置在用戶附近以就近給遠(yuǎn)離集中供電系統(tǒng)的本地負(fù)載實(shí)現(xiàn)高效、可靠供電。與集中式系統(tǒng)相比，直流分布式系統(tǒng)具2(1)散熱設(shè)計(jì)簡單，易于實(shí)現(xiàn)高功率密度。直流分布式系統(tǒng)通常由多個(gè)小功率模塊分散組成，熱源也隨之分散分布，因此熱設(shè)計(jì)變得簡單，模塊封裝可以更為緊湊。此外，由于模塊功率小，開關(guān)頻率可以提高從而減小磁芯器件大小，實(shí)現(xiàn)高功率密度。(2)可靠性高?？梢詫?shí)現(xiàn)比需求容量多一模塊的冗余備份(N+1備份),保證系統(tǒng)的不間斷供電。各子系統(tǒng)相對獨(dú)立，在維修時(shí)，通?？梢圆捎脽岵灏渭夹g(shù)對失效模塊進(jìn)行在線更換。此外，可以將較復(fù)雜的功率變換和控制任務(wù)分散到多級模塊中去，從而提高整個(gè)系統(tǒng)的可靠性。(3)易于實(shí)現(xiàn)模塊化、標(biāo)準(zhǔn)化，設(shè)計(jì)靈活。分布式系統(tǒng)結(jié)構(gòu)由多個(gè)小功率模塊組成，故非常適于模塊化標(biāo)準(zhǔn)化設(shè)計(jì)，易于實(shí)現(xiàn)電力電子裝置設(shè)計(jì)、生產(chǎn)、系統(tǒng)集成、運(yùn)行維護(hù)和維修服務(wù)的標(biāo)準(zhǔn)化，從而大幅度縮短開發(fā)周期，降低成本。分布式系統(tǒng)尤其是新能源發(fā)電系統(tǒng)存在大量的電力電子變換器互聯(lián)，這種電力電子互聯(lián)系統(tǒng)是指由不同種類電力電子變換器和負(fù)載按照需求互聯(lián)而成的復(fù)雜系統(tǒng)[45]。互聯(lián)系統(tǒng)中各模塊都是獨(dú)立設(shè)計(jì)，設(shè)計(jì)時(shí)僅僅保證自身運(yùn)行的穩(wěn)定性和動態(tài)性。但是由于模塊間存在潛在的交互作用，級聯(lián)后導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降甚至不穩(wěn)定，因此互聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性成為直流分布式系統(tǒng)的一個(gè)重要研究方向。1976年，Middlebrook教授在研究輸入濾波器和DC/DC變換器之間的相互作用問題時(shí)提出了著名的阻抗分析方法19I,后來這種方法被廣泛應(yīng)用于判斷直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性，在該方法的基礎(chǔ)上很多小信號穩(wěn)定性分析的阻抗禁區(qū)判據(jù)相繼被提出。從本質(zhì)上講，Middlebrook判據(jù)和阻抗禁區(qū)方法完全一致，即規(guī)定前級系統(tǒng)的輸出阻抗與后級系統(tǒng)的輸入阻抗之間的關(guān)系。如圖1.2所示為一個(gè)典型的兩級級聯(lián)系統(tǒng)，其中各子系統(tǒng)都能穩(wěn)定地獨(dú)立運(yùn)行。在兩個(gè)子系統(tǒng)級聯(lián)后，輸入輸出傳遞函數(shù)Toi為：圖1.2兩級式級聯(lián)系統(tǒng)3LoadImpedanceSpecification,ILIS)廣義禁區(qū)理論較具代表性，如圖1.3所示。美國4以Middlebrook為代表的學(xué)者提出的阻抗分析法將研究互聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性的問題轉(zhuǎn)化為研究子系統(tǒng)輸入和輸出阻抗特性的問題。此后，許多國家的學(xué)者對不同模式不同控制方式下不同種類的DC/DC變換器的輸入輸出阻抗進(jìn)行推導(dǎo)和研究[14191。為了便于統(tǒng)一規(guī)范化分析阻抗，利用DC/DC統(tǒng)一模型統(tǒng)一推導(dǎo)不同變換器阻抗的方法被廣泛應(yīng)用于阻抗分析當(dāng)中20-231,但這些文獻(xiàn)并未對不同控制方式建立統(tǒng)一推導(dǎo)，也無法統(tǒng)一闡明控制環(huán)路對阻抗特性的影響。從系統(tǒng)的角度來看，分布式系統(tǒng)中的子系統(tǒng)均可以當(dāng)作一個(gè)“黑盒子”,而輸入輸出阻抗則表征了子模塊的接口外特性，因此，以TampereTech大學(xué)的TeuvoSuntio和SouthCarolina大學(xué)的EnricoSanti為代表的學(xué)者將適合描述系統(tǒng)的外特性的二端口網(wǎng)絡(luò)模型用于統(tǒng)一分析開關(guān)變換器不同控制環(huán)路與傳統(tǒng)的穩(wěn)定性分析方法相比，阻抗分析法優(yōu)點(diǎn)在于無須知道每個(gè)子系統(tǒng)的內(nèi)部詳細(xì)參數(shù)，也不用對整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行建模，只需要對子系統(tǒng)的輸入輸出特性進(jìn)行分析，從而方便在實(shí)際中應(yīng)用。實(shí)際上，基于電能變換單元模塊化趨勢，往往也很難獲取變換器模塊內(nèi)部信息從而導(dǎo)致無法通過建模來獲得阻抗特性，通過測量子模塊的端口阻抗來判斷系統(tǒng)的穩(wěn)定性更易于工程實(shí)際操作。由此可見，阻抗測量對于分布式系統(tǒng)穩(wěn)定性分析具有重要意義。1.2阻抗測量技術(shù)的研究現(xiàn)狀開關(guān)變換器的阻抗測量有別于無源元件的測量，由于變換器的非線性，阻抗測量必須基于一個(gè)穩(wěn)態(tài)的工作點(diǎn)來測量，因此測量系統(tǒng)往往包含被測電源和負(fù)載。為了保證系統(tǒng)正常運(yùn)行，只能施加所需頻率點(diǎn)的小幅度擾動信號，然后測量產(chǎn)生的電壓、電流響應(yīng)從而測量阻抗。因此阻抗測量的關(guān)鍵問題主要集中在：(1)如何將擾動信號放大并耦合到運(yùn)行的測量模塊當(dāng)中；(2)如何將微弱的電壓電流響應(yīng)提取出來以獲得較高的測量精度。早在1976年，IEC國際標(biāo)準(zhǔn)提出了一種用示波器測量阻抗的方法28],但該方法不能測量阻抗相位角，此外用示波器測量幅值準(zhǔn)確度很低，受干擾和紋波影響很大。隨著頻率響應(yīng)分析儀、網(wǎng)絡(luò)分析儀等阻抗測量儀器的發(fā)展，阻抗測量的精度獲得了大5大的提高，這些儀器采用數(shù)字信號處理技術(shù)將所測頻率的微小擾動響應(yīng)從噪聲中提取出來并轉(zhuǎn)換的頻域分析從而減小測量誤差。Venable公司在1994年提出通過變壓器將擾動電壓串入回路中，通過頻率響應(yīng)分析儀檢測響應(yīng)來測量阻抗l291。由于變壓器串入流過主回路電流，當(dāng)直流電流較大時(shí)易使磁芯飽和。故Riddley和Agilent公司推薦通過隔直電容將變壓器并聯(lián)耦合交流擾動電流的方法30-321。因測量儀器功率有限，擾動信號耦合太弱只適合于100W以下小功率變換器測量。為了增大擾動信號功率，以場效應(yīng)管或晶體管構(gòu)成線性放大器來放大交流擾動信號的方法獲得了廣泛的應(yīng)用I33-351。由于線性放大電路同樣存在靜態(tài)工作點(diǎn)，當(dāng)某一頻率下阻抗過大可能導(dǎo)致放大電路不工作在放大區(qū)從而導(dǎo)致波形失真。此外，由于開關(guān)管工作于線性放大區(qū)，導(dǎo)致功耗大發(fā)熱嚴(yán)重，因此該方法適應(yīng)測量模塊的功率亦不會太大，通常不超過1KW。對于大型分布式系統(tǒng)功率級別較大，普通的線性放大電路通常無法提供與之匹配強(qiáng)度的注入信號，因此需要采用工作于開關(guān)狀態(tài)的大功率開關(guān)器件構(gòu)成電力電子裝置實(shí)現(xiàn)擾動放大，以用于中大功率場合的測量。2000年Nottingham大學(xué)B.Palethorpe等提出了一種采用半橋電路構(gòu)成的有源濾波器向系統(tǒng)注入頻譜豐富的脈沖電流的方法來測量交流系統(tǒng)阻抗，并將其應(yīng)用于整流器交流阻抗測量[36-371。不過該方法測量精度較低，脈沖電流過大影響穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)，并引入瞬態(tài)特性。隨后，Missouri-Rolla大學(xué)的K.A.Corzine等給出了三種用于船舶電力系統(tǒng)交流阻抗測量裝置，即三相橋式電路，感應(yīng)電機(jī)和斬波電路。通過往系統(tǒng)注入正弦波或方波電流的方法實(shí)現(xiàn)交流系統(tǒng)阻抗測量從而提高測量精度138]。2006年該課題組的J.Huang等對以上交流阻抗測量方法進(jìn)行改進(jìn)，提出利用單相H橋或單相斬波電路在兩相間注入擾動電流的方法來測量三相交流系統(tǒng)阻抗39401。以上提及大功率測量裝置如圖1.4所示，主要用于交流系統(tǒng)阻抗測量，而應(yīng)用于直流系統(tǒng)阻抗測量并不多見。2003年VirginiaTech大學(xué)李澤元教授等提出采用逆變電路向直流母線注入正弦擾動信號的方法用于直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度在線監(jiān)控41-42|以及文獻(xiàn)[40]在將單相H橋或單相斬波電路測量交流系統(tǒng)時(shí)指出也可以用于直流系統(tǒng)阻抗測量。傳統(tǒng)意義上的阻抗測量是通過頻率響應(yīng)分析儀和注入放大裝置往系統(tǒng)中注入正弦或方波信號掃頻信號然后獲取所需頻段的阻抗曲線。這種方法測量精度高，但是每6(a)H橋注入電路(b)半橋注入電路(c)斬波注入電路圖1.4中大功率阻抗測量裝置個(gè)頻率點(diǎn)需測量一次，對整個(gè)頻段掃描耗費(fèi)很長時(shí)間，尤其是當(dāng)需要在低頻段測量很多點(diǎn)時(shí)。對于處于暫態(tài)的系統(tǒng)或?qū)崟r(shí)性監(jiān)控較高的系統(tǒng)，這種測量方法顯然不適應(yīng)。因此需要往系統(tǒng)中注入一個(gè)頻帶寬、幅值衰減較低的擾動信號，便可實(shí)現(xiàn)較少次數(shù)測量整個(gè)頻段內(nèi)的阻抗，從而大大減少測量時(shí)間。以文獻(xiàn)[37]提出的采用有源濾波器向系統(tǒng)注入脈沖電流信號的方法和文獻(xiàn)[43]給出的通過負(fù)載階躍來測量阻抗的方法最具代表性，不過這兩種方法注入信號在高頻時(shí)頻譜幅值衰減較大，高頻測量較困難，而且會引入瞬態(tài)特性導(dǎo)致測量偏差。Missouri-Rolla大學(xué)的PengXiao等人提出了采用限帶白噪聲注入通過神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)測量電力電子系統(tǒng)阻抗的方法144]。由于白噪聲峰值因數(shù)較大，注入擾動信號的峰值很大，導(dǎo)致系統(tǒng)可能產(chǎn)生非線性響應(yīng)，偏離系統(tǒng)原工作點(diǎn)。針對這種情況，VirginiaTech大學(xué)ShenZhiyu等提出了低峰值因數(shù)的線性調(diào)頻信號注入測量三相交流系統(tǒng)阻抗的方法14546]。西安交通大學(xué)卓放教授等提出了調(diào)制脈沖疊加的阻抗測量方法[47],通過改進(jìn)脈沖信號，進(jìn)行多次頻譜搬移和疊加獲得高頻衰減很小的擾動信號，僅需兩次就可測量整個(gè)頻段內(nèi)阻抗。目前研究大功率交流系統(tǒng)阻抗測量和注入信號的較多，而直流系統(tǒng)的較少。直流系統(tǒng)小功率場合阻抗測量方法主要由儀器公司提供，并未有學(xué)者對測量裝置進(jìn)行理論分析以及對裝置優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行深入評估，而大功率直流系統(tǒng)的阻抗測量目前僅有文獻(xiàn)稍微提及擾動放大裝置，并未有人對測量裝置的參數(shù)設(shè)計(jì)以及控制、測量精度進(jìn)行分析?？傊绷鞣植际较到y(tǒng)阻抗測量的研究依然處于起初階段，值得進(jìn)一步發(fā)展和完善。7本文主要從二端口網(wǎng)絡(luò)模型出發(fā)，統(tǒng)一推導(dǎo)不同開關(guān)變換器不同控制模式下的開閉環(huán)阻抗，然后對不同功率等級的輸入輸出阻抗測量方法進(jìn)行研究，并將其應(yīng)用于直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析。本文具體工作內(nèi)容如下所示：第二章建立非理想情況下DC/DC變換器的小信號統(tǒng)一模型，利用二端口網(wǎng)絡(luò)模型推導(dǎo)系統(tǒng)開環(huán)G參數(shù)，然后統(tǒng)一推導(dǎo)不同控制模式下DC/DC變換器閉環(huán)輸入輸出阻抗。同時(shí)考慮數(shù)字控制時(shí)間延時(shí)效應(yīng)，以同步Buck變換器為例分析數(shù)字控制延時(shí)對輸出阻抗的影響機(jī)理。第三章首先介紹了阻抗測量的基本原理，結(jié)合實(shí)驗(yàn)分析了影響阻抗測量準(zhǔn)確度的因素，并詳細(xì)地介紹開關(guān)變換器各元件寄生參數(shù)的測量方法。給出小功率場合測量獨(dú)立運(yùn)行的DC/DC變換器輸入輸出阻抗的常見裝置，并對其特性、參數(shù)設(shè)計(jì)以及優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行詳細(xì)分析。由于Buck類變換器輸入電流的PWM斬波特性會對輸入阻抗測量結(jié)果造成影響，故建立保留開關(guān)的瞬時(shí)模型對其測量誤差進(jìn)行理論分析，并提出測量值校正方法。以同步Buck變換器為例，給出不同控制模式下的輸入輸出阻抗測量結(jié)果，并與理論阻抗對比研究以驗(yàn)證所采用測量方法可行性以及理論分析的正確性。第四章介紹兩種用于中大功率場合阻抗測量的擾動注入裝置，H橋電路和斬波電路，對其測量原理和電路參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行詳細(xì)的分析。搭建斬波注入實(shí)驗(yàn)裝置，對1.2KW的同步Buck變換器樣機(jī)輸入輸出阻抗進(jìn)行測量以驗(yàn)證測量裝置的可行性。第五章將阻抗測量技術(shù)推廣到PWM整流器直流側(cè)輸出阻抗測量，并應(yīng)用于分析直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性?？紤]到直流分布式系統(tǒng)的主要有AC/DC變換器與DC/DC變換器和兩級DC/DC變換器兩類級聯(lián)系統(tǒng)，故以PWM整流器為源變換器，同步Buck變換器為負(fù)載變換器研究分布式系統(tǒng)穩(wěn)定裕度監(jiān)控問題；以兩級DC/DC變換器為例研究分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性判定問題。82DC/DC變換器的阻抗特性DC/DC變換器的阻抗特性對于分析直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及驗(yàn)證阻抗測量結(jié)果的正確性至關(guān)重要。但是由于分布式系統(tǒng)中DC/DC變換器種類繁多，控制方式各異使得阻抗推導(dǎo)過于復(fù)雜，因此有必要統(tǒng)一規(guī)范化分析不同變換器的阻抗特性以簡化推導(dǎo)。故本章利用考慮寄生參數(shù)的DC/DC統(tǒng)一模型統(tǒng)一推導(dǎo)不同變換器開環(huán)阻抗，并采用二端口網(wǎng)絡(luò)模型對系統(tǒng)進(jìn)行描述，推導(dǎo)其開閉環(huán)二端口G參數(shù)，以建立不同控制方式阻抗推導(dǎo)的統(tǒng)一性。由于數(shù)字控制已廣泛地應(yīng)用于分布式系統(tǒng)當(dāng)中，其時(shí)間延時(shí)會對系統(tǒng)的動態(tài)特性造成影響，故本章詳細(xì)地分析了數(shù)字控制對阻抗的影響機(jī)理。2.1DC/DC變換器的開環(huán)二端口網(wǎng)絡(luò)模型2.1.1DC/DC變換器的小信號統(tǒng)一模型開關(guān)變換器是一個(gè)非線性變結(jié)構(gòu)系統(tǒng)，開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷使系統(tǒng)在不同的結(jié)構(gòu)中周期地切換。為了獲得一個(gè)適合頻域分析的線性二端口網(wǎng)絡(luò)模型，首先需建立開關(guān)變換器的線性模型，狀態(tài)空間平均法或者從電路本身入手的開關(guān)平均法14849被廣泛地采用。這種平均建模法針對實(shí)際不連續(xù)時(shí)變非線性開關(guān)電路，借助平均的手段獲得整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)連續(xù)時(shí)變的平均模型，進(jìn)一步在穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)施加交流小信號擾動并線性化，獲得連續(xù)時(shí)不變小信號模型。利用平均建模法可以很好地解決低頻、小信號時(shí)動態(tài)特性分析問題，但要求狀態(tài)變量滿足低頻、小信號假設(shè)和小紋波假設(shè)，故當(dāng)頻率高于1/2開關(guān)頻率時(shí)模型存在一定誤差。圖2.1電壓輸出型開關(guān)變換器9表2.1基本DC/DC變換器小信號統(tǒng)一模型參數(shù)M(D)BuckDLCBoostCBuck-BoostC圖2.3電壓輸出型變換器的二端口網(wǎng)絡(luò)模型M(D)e(s)à(s)M(D)e(s)à(s),a=0;(c)u,í,=0實(shí)際電感電流iz同樣可以表示為：i(s)=G?(s)in(s)+G,(s){,(s)+G(s)a(s)其中，G(s)為輸入電壓對電感電流傳遞函數(shù)；G,(s)輸出電流對電感電流傳遞函數(shù)；Gia(s)為控制電感電流傳遞函數(shù)。表2.2給出了三種常見DC/DC拓?fù)鋵?shí)際電感電流與等效電感電流之間的關(guān)系，從而求得與實(shí)際電感電流相關(guān)參數(shù)。表2.2基本DC/DC變換器統(tǒng)一模型等效電感電流與實(shí)際電感電流關(guān)系Buck-Boost需要說明的是，上述二端口網(wǎng)絡(luò)模型參數(shù)推導(dǎo)過程中均將負(fù)載電阻RL考慮在內(nèi)，即參數(shù)傳遞函數(shù)描述的是受負(fù)載影響的變換器動態(tài)特性。在互聯(lián)系統(tǒng)中，當(dāng)DC/DC變換器作為負(fù)載變換器時(shí)，其端口輸入阻抗應(yīng)包含負(fù)載影響，而變換器作為源變換器時(shí)，其端口輸出阻抗應(yīng)不包含負(fù)載影響。不包含負(fù)載影響的模型稱為非端接模型[251,其二端口參數(shù)為Rr=o時(shí)所得參數(shù)，對應(yīng)的阻抗稱為內(nèi)阻抗。2.2DC/DC變換器的閉環(huán)二端口網(wǎng)絡(luò)模型開關(guān)變換器的阻抗反映了變換器系統(tǒng)端口外特性，決定了系統(tǒng)互聯(lián)的穩(wěn)定性。變換器開環(huán)輸入輸出阻抗取決于主電路參數(shù)，而閉環(huán)阻抗受環(huán)路增益和狀態(tài)反饋的約束。因此，本節(jié)主要利用二端口參數(shù)傳遞函數(shù)建立變換器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖，從而分析不同控制環(huán)路對系統(tǒng)動態(tài)特性的影響[26]。一般DC/DC變換器控制主要有電流單環(huán)、電壓單環(huán)和雙閉環(huán)三種，故可得如圖2.5所示的常見開關(guān)變換器控制框圖。圖中，H、H分別為輸出電壓和電感電流的反饋系數(shù)；Ge、Gc為電壓環(huán)、電流環(huán)控制器；Gm為脈寬調(diào)制模塊傳遞函數(shù)。當(dāng)僅存在狀態(tài)反饋即電感電流反饋時(shí)，其二端口網(wǎng)絡(luò)G參數(shù)為：a(s)=-i,(s)H?(s)G(s)G(s)+G(s)Gy(s).(s)(2.14)為了闡明控制與二端口網(wǎng)絡(luò)關(guān)系，給出系統(tǒng)控制環(huán)路下數(shù)學(xué)結(jié)構(gòu)框圖如圖2.6所圖2.6DC/DC變換器的數(shù)學(xué)結(jié)構(gòu)框圖示。在電流環(huán)的基礎(chǔ)上引入輸出電壓反饋后，系統(tǒng)的小信號二端口G參數(shù)為：其中T,(s)=H,(s)Gwe(s)Goc(s)為電壓環(huán)路增益，若沒有電感電流反饋，將式中電流單環(huán)下的G參數(shù)改成開環(huán)G參數(shù)即可。于是，可知僅存在電壓單環(huán)時(shí)輸入輸出阻抗2.3基于數(shù)字控制同步Buck變換器阻抗特性相比與模擬控制，數(shù)字控制具有噪聲容限大、抗干擾能力強(qiáng)、具有更強(qiáng)的靈活性以及易于實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的算法，但數(shù)字控制帶來的時(shí)間延時(shí)問題導(dǎo)致系統(tǒng)動態(tài)性能下降進(jìn)字控制系統(tǒng)的連續(xù)域模型，從而分析數(shù)字控制對輸出阻抗的影響機(jī)理。2.3.1數(shù)字控制系統(tǒng)的連續(xù)域建模輸入輸出阻抗通常在連續(xù)域分析，而采用數(shù)字控制的變換器系統(tǒng)是一個(gè)連續(xù)域和離散域共存的系統(tǒng)，為此需要將數(shù)字控制部分等效成連續(xù)模型，以便于在連續(xù)域分析系統(tǒng)閉環(huán)阻抗特性。如圖2.7(a)所示，為同步整流Buck變換器系統(tǒng)電壓單環(huán)控制框圖，T,為采樣時(shí)間，采用數(shù)字化PI控制器。由于數(shù)字控制中本周期計(jì)算控制脈寬通常在下一個(gè)采樣周期才能更新，因此通常會帶來一拍滯后的計(jì)算延時(shí)。通過數(shù)字脈寬調(diào)制模塊(DigitalPules-widthModlator,DPWM)將離散信號轉(zhuǎn)化為連續(xù)信號，故DPWM具有保持器的作用。(a)基于數(shù)字控制的同步Buck變換器控制框圖計(jì)算延時(shí)計(jì)算延時(shí)PWM(s)采樣保持Hy十u。(b)連續(xù)域等后效控制框圖圖2.7基于數(shù)字控制的DC/DC變換器連續(xù)域等效過程將圖2.7(a)中虛框看作一個(gè)整體，則系統(tǒng)變成了一個(gè)連續(xù)系統(tǒng)。從頻域來看，數(shù)字化PI(z)可以用連續(xù)域PI(s)=Kp+K;/s等效，滯后一拍可以用延時(shí)環(huán)節(jié)等效。對于頻域級聯(lián)系統(tǒng)，可以交換級聯(lián)環(huán)節(jié)位置，故可將采樣和保持環(huán)節(jié)放在一起構(gòu)成采樣保持環(huán)節(jié)。一旦建立采樣保持環(huán)節(jié)的連續(xù)域模型，則數(shù)字控制系統(tǒng)可以在連續(xù)域進(jìn)行分析，如圖2.8所示，通過零階保持器ZOH和比較器來反映DPWM的實(shí)現(xiàn)過程?？刂菩盘杕(t)經(jīng)過理想采樣器變成離散信號m(t)。在一個(gè)采樣周期內(nèi)，其值保持為周期開始時(shí)值不變故相當(dāng)于零階保持器的作用。經(jīng)ZOH圖2.8雙邊沿調(diào)制的DPWM示意圖DPWM造成了1.5拍數(shù)字控制時(shí)間延時(shí)，用連續(xù)域等效調(diào)制模塊Gm(s)表示可得：制存在1.5拍的滯后延時(shí)。數(shù)字控制時(shí)，電壓單環(huán)下的閉環(huán)輸出阻抗為：1.模擬控制下的閉環(huán)輸出阻抗特性對于一個(gè)控制良好的系統(tǒng)，校正后的系統(tǒng)至少為I型系統(tǒng)以實(shí)現(xiàn)無靜差，系統(tǒng)截止頻率為fe。當(dāng)頻率f<fc時(shí)，電壓環(huán)路增益IITll>>1,1+T′≈T°,而當(dāng)頻率f>>fc,由式(2.37)可知：低頻段時(shí)，環(huán)路增益對輸出阻抗有1/IIT'倍的衰減作用，而在頻率高于f時(shí)，對輸出阻抗影響很小，閉環(huán)阻抗幾乎與開環(huán)阻抗相同。當(dāng)頻率接近截Phase()Phase()Mag(dB)止頻率fc時(shí)，T’,接近-1從而使得1+T’,非常小，導(dǎo)致在截止頻率附近出現(xiàn)阻抗尖峰，如圖2.9所示。為了能夠描述阻抗尖峰的變化規(guī)律，將截止頻率處的輸出阻抗定義為阻抗尖峰值，9m為系統(tǒng)的相位裕度，則有：圖2.9由環(huán)路增益造成的阻抗尖峰圖2.10避免高阻抗尖峰的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則大。DC/DC變換器的輸出阻抗過大，系統(tǒng)的抗負(fù)載擾動能力差，若系統(tǒng)級聯(lián)極易導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，故需要對輸出阻抗提出約束條件。考慮到開環(huán)輸出阻抗由電路參數(shù)決定，于是可以對環(huán)路增益提出限制條件，以保證閉環(huán)輸出阻抗不會產(chǎn)生很高的尖峰。如圖2.10所示，給出了一個(gè)限制環(huán)路增益T”,穿入，以(-1,0)為圓心半徑為r的圓形禁區(qū)142]。了使任何頻段，閉環(huán)輸出阻抗都小于開環(huán)輸出阻抗，則要求IIT'+1I始終大于1,即禁區(qū)半徑r=1,不過此時(shí)要求系統(tǒng)的相位裕度至少有60°。這個(gè)要求過于苛刻，因此通常取禁區(qū)半徑r=0.5,此時(shí)僅要求相位裕度至少29°,同時(shí)滿足任何頻段||Z'。l<2||Z。l,故不會產(chǎn)生很大阻抗尖峰。2.數(shù)字控制對閉環(huán)輸出阻抗的影響與模擬控制相比，數(shù)字控制存在1.5個(gè)采樣周期的延時(shí)，故數(shù)字控制下環(huán)路增益為T(s)=T',(s)Gm(s)。為了分析延時(shí)其對閉環(huán)輸出阻抗的影響給出Gm(s)頻率表達(dá)：θ為數(shù)字控制帶來的相位滯后，由式(2.39)可知，數(shù)字控制延時(shí)對環(huán)路增益的幅頻特性不產(chǎn)生影響但卻會帶來一定的相位滯后。對于通常的控制系統(tǒng)，截止頻率為開關(guān)頻率的1/10～1/20,在截止頻率fc處帶來的相位滯后達(dá)18°~54°,從而使得系統(tǒng)的相位裕度變得很小。當(dāng)頻率f<fc時(shí)，0非常小，電壓環(huán)路增益T,Il=IIT°,|l>>1,1+T≈T,而當(dāng)頻率f>>f,0非常大，但I(xiàn)IT,Il<<1,1+T≈1。因此，相位滯后對于遠(yuǎn)離截止頻率fc的頻段影響很小，與模擬控制時(shí)相同。但是，當(dāng)頻率接近截止頻率時(shí)，0非常大，IT,接近于1。此時(shí)如圖2.11所示，1+T,可以看成是矢量T,和(1j0)的合成。在截止頻率fc時(shí)，ITIl=IIT'Il=1,較大的相位滯后減小了系統(tǒng)的相位裕度，使得IIT+1I變得更小產(chǎn)生更大的阻抗尖峰。如圖2.12所示，由于數(shù)字控制的時(shí)間延時(shí)使得環(huán)路增益T,進(jìn)入了禁區(qū)，從而產(chǎn)生更高的阻抗尖峰。圖2.11DC/DC變換器1+T,特性圖RealAxis圖2.12模數(shù)控制下Nyquist曲線對比為了更精確的描述數(shù)字控制的影響，定義γ為模數(shù)控制下輸出阻抗尖峰變化相對有關(guān)，如圖2.13和表2.3所示。當(dāng)模擬控制相位裕度φm較大時(shí)，fc/fs的變化所引起的模數(shù)阻抗尖峰差異較小，隨著fdfs的增大，γ有所增加。當(dāng)模擬控制相位裕度φm較小時(shí)，fclf,的變化所引起的模數(shù)阻抗尖峰差異非常大，隨著flfs的增大，系統(tǒng)甚至不穩(wěn)定。圖2.13相位裕度φm和fJfs對y的影響表2.3模數(shù)阻抗尖峰相對變化值γ與φm和fJf;關(guān)系fdf=1/20f/f=1/15f/f=1/10:表示系統(tǒng)已經(jīng)不穩(wěn)定本章首先介紹DC/DC變換器的小信號平均建模，并給出了非理想情況下的DC/DC變換器的小信號統(tǒng)一模型。在此基礎(chǔ)上，利用二端口模型對系統(tǒng)進(jìn)行描述，并推導(dǎo)其開閉環(huán)二端口G參數(shù)，由此得到DC/DC變換器輸入輸出阻抗的統(tǒng)一表達(dá)式。以基于數(shù)字控制的電壓單環(huán)同步Buck變換器為例，分析數(shù)字控制延時(shí)對輸出阻抗的影響機(jī)理，分析指出時(shí)間延時(shí)減小了系統(tǒng)相位裕度使得輸出阻抗產(chǎn)生更高的阻抗尖峰，故對影響阻抗尖峰的因素進(jìn)行了分析。3阻抗測量技術(shù)研究實(shí)際的直流分布式系統(tǒng)往往過于復(fù)雜且變換器是模塊化的，無法通過建模來獲取阻抗特性，因此通過阻抗測量來分析系統(tǒng)的穩(wěn)定性具有很強(qiáng)的工程實(shí)用價(jià)值。故本章首先對變換器阻抗測量的基本原理、影響測量結(jié)果的因素進(jìn)行分析，并對寄生參數(shù)測量方法進(jìn)行研究。針對輸入輸出場合的不同給出不同測量方法，分析其優(yōu)缺點(diǎn)及參數(shù)設(shè)計(jì)。通過理論與實(shí)驗(yàn)對比，對測量方法的準(zhǔn)確性進(jìn)行深入探討。3.1阻抗測量的共性問題分析本節(jié)主要分析阻抗測量的共性問題。首先給出阻抗測量基本原理，并對兩種基本測量方法進(jìn)行分析對比，然后對影響阻抗測量結(jié)果的因素進(jìn)行探討?？紤]到寄生參數(shù)對測量影響較大，故以同步Buck變換器為例對系統(tǒng)各種寄生參數(shù)測量方法進(jìn)行研究。3.1.1阻抗測量的基本原理通常采用網(wǎng)絡(luò)分析儀或頻率響應(yīng)分析儀來測量系統(tǒng)端口阻抗的頻率特性，本文以N4L公司的頻率響應(yīng)分析儀PSM2200為例，介紹常規(guī)阻抗測量的基本思路。如圖3.1所示，由頻率響應(yīng)分析儀產(chǎn)生一個(gè)幅值和頻率可調(diào)的正弦輸出電壓，通過擾動注入頻率響應(yīng)分析儀頻率響應(yīng)分析儀注入源測量輸入D?Vy注入裝置,γ數(shù)據(jù)∠b,/(直流負(fù)載A圖3.1阻抗測量基本原理圖裝置將該信號注入到測量電路當(dāng)中，然后通過儀器的測量通道測量端口的電壓電流響應(yīng)，從而獲得/?幅值和相位即特定頻率的阻抗。通過掃頻便可獲得所需頻段的阻抗幅相特性。直流變換器的阻抗特性是由基于穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)附近線性化處理的小信號模型推導(dǎo)而來，故變換器阻抗測量必須基于一個(gè)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)來測量，注入擾動信號幅值要遠(yuǎn)小于直流工作點(diǎn)以保證其線性工作。由于產(chǎn)生的電壓電流響應(yīng)通常很小，且容易掩蓋在噪聲和開關(guān)紋波當(dāng)中。因此，通常需要通過離散傅里葉變換DFT提取出所需信號，但是直接對信號進(jìn)行傅里葉變換會將開關(guān)諧波及邊帶等頻譜也提取出來，增大測量誤差。為了能獲得較高的測量精度，頻率響應(yīng)分析儀通常將信號通過窄帶電壓跟蹤儀將基波頻率信號提取出來，然后利用離散傅里葉變換DFT獲得頻域值，進(jìn)而分析出系統(tǒng)阻抗頻率響應(yīng)特性。窄帶電壓跟蹤儀通常采用正弦相關(guān)濾波技術(shù)實(shí)現(xiàn)基波信號的提取。如圖3.2所示給出了利用正弦相關(guān)濾波技術(shù)提取信號的過程。被測響應(yīng)信號v(t)與正余弦相乘再周期積分得同相分量X和正交分量Y,其積分過程如下：T為注入正弦小信號周期，由于直流分量、諧波和噪聲分量經(jīng)上述兩式后均為0,僅保留基波分量。因此相關(guān)濾波后，抑制了直流分量、各次諧波以及噪聲干擾，可以獲得較高的測量精度。圖3.2正弦相關(guān)濾波技術(shù):7如圖3.3所示，根據(jù)注入系統(tǒng)擾動信號的不同可以分為電壓擾動法和電流擾動法。電壓擾動法通常需要通過變壓器串入系統(tǒng)方式實(shí)現(xiàn)擾動信號的注入，從而導(dǎo)致穩(wěn)態(tài)工作時(shí)直流電流流入擾動注入裝置，變壓器易磁飽和，且測量裝置不方便拆卸。而電流擾動法通常通過電容或線性功放將擾動電流以并聯(lián)方式注入系統(tǒng)，因其注入簡單、設(shè)計(jì)靈活，在實(shí)際測量中獲得廣泛應(yīng)用。Ai:二A負(fù)載變換器源變換器負(fù)載變換器負(fù)載變換器源變換器負(fù)載變換器,,,器(a)電壓擾動法(b)電流擾動法圖3.3不同阻抗測量方法然而，電流擾動法存在擾動分配不均的問題140]。如圖3.3(b)可知，電流擾動的分配由系統(tǒng)擾動兩側(cè)的阻抗唯一決定。當(dāng)源變換器輸出阻抗遠(yuǎn)小于負(fù)載變換器輸入阻抗時(shí)，擾動信號大部分流向源變換器側(cè)而負(fù)載側(cè)擾動信號非常小，從而導(dǎo)致負(fù)載阻抗測量誤差很大。對獨(dú)立運(yùn)行的DC/DC變換器進(jìn)行輸入阻抗測量時(shí)，源變換器為用于提供直流工作點(diǎn)的接近理想的直流電源，若采用電流并聯(lián)注入法將使得電流幾乎全部流入直流源從而導(dǎo)致測量失敗。此時(shí)，可以采用電壓擾動法改變這種擾動信號分配，如圖3.3(a)所示，由于流向兩側(cè)擾動電流相同，負(fù)載側(cè)阻抗大，分配擾動信號反而大。因此，對于獨(dú)立運(yùn)行的DC/DC變換器，輸入阻抗測量適合采用電壓擾動法，輸出阻抗測量適合采用電流擾動法。3.1.2阻抗測量結(jié)果影響因素分析由于阻抗測量是基于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的在線測量，因此注入擾動信號幅值必須限制。此外，測量儀器的掃頻時(shí)間，測量點(diǎn)和接地問題都會對測量準(zhǔn)確度產(chǎn)生影響。為了獲得較高的測量精度，對影響測量結(jié)果的因素進(jìn)行分析。1.注入擾動信號幅值對測量結(jié)果的影響為了保證系統(tǒng)正常運(yùn)行，只能施加所需頻率點(diǎn)的小幅度擾動信號。如果擾動信號Mag(Mag(dB)太大，會對模塊的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行產(chǎn)生影響，引入大信號非線性瞬時(shí)特性，使測量結(jié)果失去意義。此外，當(dāng)阻抗很大時(shí)產(chǎn)生的擾動響應(yīng)很大，線性放大的注入裝置不工作在線性放大區(qū)從而導(dǎo)致注入信號失真。但是，注入擾動信號也不宜太小，幅值過小測量容易受開關(guān)紋波和噪聲影響，使得測量結(jié)果誤差較大[21]。故注入擾動信號的幅值通常取直流工作點(diǎn)的1%~10%左右，并且需要考慮實(shí)際采用的測量電路以及被測模塊特性從小到大進(jìn)行調(diào)整。如圖3.4所示，給出了不同擾動信號幅值V,下對變換器輸出阻抗的測量結(jié)果，擾動信號幅值過小導(dǎo)致測量誤差較大。圖3.4不同擾動信號幅值下輸出阻抗測量圖3.5不同掃頻速度對測量結(jié)果影響2.掃頻時(shí)間對測量結(jié)果的影響如圖3.5所示，給出了不同掃頻速度對測量結(jié)果的影響，由圖可知隨著掃描速度的提高，頻率特性將偏移越嚴(yán)重。這是由于測量儀器對基波信號的周期積分需要一定時(shí)間，掃頻時(shí)間過小周期積分采樣點(diǎn)過少，基波提取效果差。另一方面，電路元件對擾動信號的響應(yīng)也需要一定的時(shí)間，掃頻速度太快時(shí)，擾動響應(yīng)來不及建立或消失，頻點(diǎn)分配相同的掃頻時(shí)間。由于低頻段波形周期長，高頻段波形周期短，從而導(dǎo)致低頻段采樣數(shù)據(jù)周期數(shù)少，有時(shí)甚至不足一個(gè)波形周期，從而導(dǎo)致低頻段測量誤差較大。因此，需要對低頻段單獨(dú)掃頻，即進(jìn)行分段掃頻測量阻抗，如圖3.6所示。MagMag(dB)3.測量點(diǎn)對測量結(jié)果的影響由于需要使用導(dǎo)線來連接被測系統(tǒng)內(nèi)各子模塊以及測量裝置，而連接導(dǎo)線存在寄生電阻和寄生電感，因此不同的測量點(diǎn)會對測量結(jié)果產(chǎn)生影響。如圖3.7所示，對帶很長導(dǎo)線的電解電容進(jìn)行測量，將測量點(diǎn)分別位于電解電容近端和導(dǎo)線遠(yuǎn)端。由測量結(jié)果可知，由于導(dǎo)線寄生電感的存在使得電解電容的阻抗在中高頻段呈現(xiàn)電感特性，相位也發(fā)生了變化。因此，在實(shí)際阻抗測量中，盡可能使用較短的導(dǎo)線并且測量點(diǎn)盡量靠近測量目標(biāo)。圖3.6分段掃頻下輸出阻抗測量4.接地對測量結(jié)果的影響圖3.7電解電容遠(yuǎn)近端測量結(jié)果對比頻率響應(yīng)分析儀內(nèi)部是共地的，即輸出端與輸入端參考地相同，若與待測模塊的參考地共地時(shí)，要考慮測量探頭阻抗的影響I32]。如圖3.8所示給出了直接測量輸出阻抗的情況。由于信號源v,地線與輸入端v,的地線共同接地，則從被測模塊返回的；電流經(jīng)過兩個(gè)通路返回到信號源：其中經(jīng)地線阻抗z直接返回信號源；另外(k-Di經(jīng)電壓互感器(等效電阻為zprobe)直接返回輸入端，再經(jīng)頻率響應(yīng)分析儀的內(nèi)部地線返回信號源。因此，在zprobe產(chǎn)生的壓降為(k-1)iz,故實(shí)際測量阻抗為：式中，Z為被測模塊輸出阻抗，實(shí)測結(jié)果包含了探頭阻抗，影響了測量精度。為了解決這種由接地問題帶來的測量誤差，通常將頻率響應(yīng)信號分析儀的輸出掃頻信號通過儀器自帶的隔離變壓器耦合到電路當(dāng)中。在無法使用隔離變壓器的場合，可以使用差分隔離探頭測量電壓響應(yīng)，同樣可以解決接地問題。圖3.8接地問題對阻抗測量的影響3.1.3寄生參數(shù)的測量實(shí)際的變換器系統(tǒng)各元器件并非理想元件，均存在一定寄生電阻，這會導(dǎo)致系統(tǒng)阻抗特性曲線發(fā)生變化，其中相位曲線變化尤為明顯，因此需要對寄生參數(shù)進(jìn)行測量和分析。為了具體說明寄生參數(shù)的測量，以如圖3.9所示的工作在電感連續(xù)模式的同步整流Buck變換器為例進(jìn)行闡述，其參數(shù)為：輸入電壓Um=100V,輸出電壓U。=40V,負(fù)載Rr=36.5Ω。濾波電感L寄生電阻為rz,濾波電容C寄生電阻為r,主開關(guān)管T,的導(dǎo)通電阻為ras,開關(guān)管T?主要利用其體二極管續(xù)流，其續(xù)流時(shí)導(dǎo)通電阻為ra,此外供電的直流源也非理想源，其內(nèi)部電阻為rs。直流源圖3.9考慮寄生參數(shù)的同步整流Buck變換器Mag(dB)首先，分析線性元器件寄生參數(shù)的測量，主要是電感和電容。測量方法主要有兩種，一種是采用LCR測量儀對元件進(jìn)行測量，另一種是利用頻率響應(yīng)分析儀測量其頻域特性然后根據(jù)曲線進(jìn)行辨識。對于一個(gè)含L、C和R的電路，當(dāng)相位為零時(shí)電路為純阻性即元件寄生電阻。所以，根據(jù)測量的幅相特性曲線，找到相位為零處對應(yīng)幅值即可求得寄生電阻，然后根據(jù)曲線轉(zhuǎn)折頻率可以推算出電感或電容值?？紤]到轉(zhuǎn)折頻率的確定存在一定誤差，進(jìn)而影響電感或電容值辨識精度，而LCR儀測量寄生電阻誤差較大。故本文利用LCR儀測量得電感值L為5.176mH,電容值C為11.18uF,然后利用頻率響應(yīng)分析儀測量其幅相特性曲線來確定寄生電阻。如圖3.10、3.11所示，電感曲線零相位處幅值為-16dB,故rz為0.158Q;電容曲線零相位處幅值為-26dB,故rc為0.05Ω。根據(jù)所測參數(shù)給出理論預(yù)測結(jié)果，由圖可知，電感測量與預(yù)測結(jié)果完全匹配，而電容在高頻段存在誤差，這是由于忽略了電容高頻寄生電感影響的緣故，但是由于變換器阻抗測量當(dāng)中關(guān)注10kHz圖3.10電感L頻率特性測量結(jié)果以下頻段，故不會對測量造成影響。圖3.11電容C頻率特性測量結(jié)果非線性元器件寄生參數(shù)往往跟靜態(tài)工作點(diǎn)有關(guān)，對于IGBT和二極管導(dǎo)通時(shí)電阻跟流過器件電流大小有關(guān)，因此需要保證測量時(shí)器件流過電流和變換器工作中器件導(dǎo)通電流相同。如圖3.12所示，直接利用所測變換器進(jìn)行測量器件寄生電阻。如圖3.12(a)所示，直流源調(diào)節(jié)輸入電壓為變換器正常工作輸出電壓U?,T,管占空比為1,即可保Mag(dB)Mag(dB)(a)T?管阻抗特性測量(b)T?管續(xù)流時(shí)阻抗特性測量圖3.12非線性器件寄生參數(shù)的測量方法證流過T,管電流與正常工作時(shí)相同。在輸出端口采用下節(jié)給出的隔直電容法注入擾動電流信號，然后利用頻率響應(yīng)分析儀獲取T,管兩端電壓電流響應(yīng)，即可獲T,管導(dǎo)通時(shí)頻域阻抗特性。如圖3.13所示，T,管幅相曲線零相位處幅值為-10.8dB,故ras為0.288Q。同理如圖3.12(b)所示，用以測量開關(guān)管T?體二極管導(dǎo)通時(shí)阻抗特性，調(diào)節(jié)直流源使輸入電壓為變換器正常工作輸出電壓U。,保證電流與正常工作相同。利用同圖3.13T?管導(dǎo)通時(shí)頻率特性測量結(jié)果圖3.14T?管續(xù)流時(shí)頻率特性測量結(jié)果樣的方法可以得到其頻域阻抗特性，如圖3.14所示，零相位處幅值為-15.6dB,故ra為0.166Q。由于采用不控整流做直流源，故其并非理想源。利用3.2節(jié)介紹的輸出阻抗測量方法同樣可以測量直流源輸出阻抗，如圖3.15所示。零相位處幅值為3.24dB,故rs為1.452Ω。根據(jù)之前定義可知，r。為考慮輸出濾波電感的等效電阻和變換器中所有開關(guān)器件導(dǎo)通電阻后的等效電阻，可知同步Buck變換器的r。為：對于本系統(tǒng)占空比D為0.4,故可以求得r。為0.95362。為了驗(yàn)證以上測量和分析的正確性，如圖3.16所示，給出了同步Buck變換器的開環(huán)輸出阻抗測量結(jié)果，具體測量方法在3.2節(jié)中將進(jìn)行詳細(xì)論述?？芍紤]以上寄生參數(shù)的開環(huán)輸出阻抗與測量結(jié)果非常接近，而不考慮時(shí)差別較大。圖3.15直流源輸出阻抗特性測量結(jié)果圖3.16同步Buck開環(huán)輸出阻抗測量結(jié)果3.2輸出阻抗測量技術(shù)研究本節(jié)給出了小功率場合常見的輸出阻抗測量裝置并對其參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，然后以Buck電路為例給出不同控制模式下輸出阻抗的測量結(jié)果，對測量誤差進(jìn)行分析，并通過測量實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證2.3.2節(jié)數(shù)字控制對輸出阻抗測量影響機(jī)理分析的正確性。由3.1.1節(jié)分析可知，輸出阻抗的測量適合采用電流擾動法。如圖3.17所示給出器穩(wěn)定工作后，頻率響應(yīng)分析儀產(chǎn)生的擾動信號經(jīng)注入裝置注入到待測系統(tǒng)輸出端，用電壓差分探頭測量響應(yīng)電壓VresT,探頭衰減倍數(shù)為λ,電流鉗測量響應(yīng)電流IresT,其衰減倍數(shù)為λ;,則實(shí)際測得輸出阻抗為：通?？梢酝ㄟ^頻率響應(yīng)分析儀的輸入設(shè)置調(diào)整衰減倍數(shù)來還原實(shí)際響應(yīng)信號以便直接獲取實(shí)際測量結(jié)果。上述測量的輸出阻抗為變換器獨(dú)立運(yùn)行的帶載阻抗，如果想要測量變換器級聯(lián)運(yùn)行時(shí)的不含負(fù)載輸出阻抗，需要將電流測量點(diǎn)移至負(fù)載內(nèi)側(cè)，(b)場效應(yīng)管注入法圖3.17輸出阻抗測量電路雖然上述兩種測量電路在測量輸出阻抗的原理是一致的，但由于注入裝置不同適用的場合有所不同。圖3.17(a)為隔直電容注入法，掃頻信號經(jīng)隔離變壓器通過隔直電容注入系統(tǒng)中。由于隔直電容注入沒有功率放大作用，其注入擾動功率取決于儀器輸出功率，而頻率響應(yīng)分析儀PSM2200的最大輸出電流僅有200mA。因此，此方法僅因此可以用于較大輸出電流的測量模塊。此方法必須保證MOSFET工大時(shí)功耗大發(fā)熱嚴(yán)重。該電路的另一個(gè)缺點(diǎn)是功率MOSFET的熱穩(wěn)定性問題姆。當(dāng)最低頻率為10Hz時(shí)，隔直電容Cg最小值為318.3uF,實(shí)際取2個(gè)470uF/450VBuck變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并利用本章介紹的隔直電容法對輸出阻抗進(jìn)行測量。根據(jù)表3.1同步整流Buck變換器主電路參數(shù)Uin(V)L(mH)re(Ω)0.9536RL(Ω)C(uF)f(kHz)r(Ω)MagMag(dB)非常吻合，但是在30Hz以下頻段存在一定偏差。這是由于低頻段隔直電容Cg阻抗f(Hz)f(Hz)f(Hz)(a)Kp=0.008,Kv=6(b)Kyp=0.012,Kv=3f(Hz)f(Hz)較大，使得注入的擾動電流很小而輸出阻抗小于0dB,故電壓響應(yīng)變得更小從而導(dǎo)致測量不準(zhǔn)。為了驗(yàn)證2.32節(jié)數(shù)字控制對輸出阻抗影響分析的正確性，電壓單環(huán)控制器參數(shù)保持Kp=0.008,Kw=6不變，改變采樣頻率測量輸出阻抗如圖3.19所示。由圖可知，考慮數(shù)字控制延時(shí)的理論輸出阻抗與測量結(jié)果非常吻合，隨著采樣頻率的減小數(shù)字控制延時(shí)增大，阻抗尖峰也增大。利用測量閉環(huán)輸出阻抗和測量開環(huán)輸出阻抗可以獲得實(shí)際環(huán)路增益T=Z?o/Z?y-1,從而獲得實(shí)測Nyquist曲線如圖3.20所示。隨著采樣頻率的減小，環(huán)路增益進(jìn)入了避免阻抗尖峰的禁區(qū)，從而使得系統(tǒng)產(chǎn)生很大的阻抗尖峰。RealAxis圖3.20不同采樣頻率下實(shí)測T,的Nyquist曲線對比前面給出的測量結(jié)果均為帶載阻抗，而變換器級聯(lián)運(yùn)行時(shí)輸出阻抗為不含負(fù)載的內(nèi)阻抗。利用3.2.1節(jié)給出的內(nèi)阻抗測量方法可得輸出內(nèi)阻抗測量結(jié)果，如圖3.21所示。圖3.21(a)給出了開環(huán)輸出內(nèi)阻抗Zo-o測量結(jié)果，由于內(nèi)阻抗為R,趨近o時(shí)特性，系統(tǒng)阻尼很小，故與開環(huán)帶載阻抗相比，在諧振頻率處會產(chǎn)生很高的諧振尖峰，相位變化極大，而其他頻段和帶載時(shí)相同。如圖3.21(b)所示給出了電壓單環(huán)的閉環(huán)輸出內(nèi)阻抗，控制器參數(shù)為Kp=0.008,Kv=6。由圖可知，閉環(huán)輸出內(nèi)阻抗沒有很高的阻抗尖峰。這是由于不包含負(fù)載模型中，環(huán)路增益T,也為RL趨近o時(shí)特性，也存在諧振尖峰。在遠(yuǎn)小于截止頻率fc段時(shí)，輸出內(nèi)阻抗為Zo-w≈Zo-o/Tv,所以諧振尖峰被抵消，而新的阻抗尖峰在fc附近。因此，只要保證系統(tǒng)截止頻率fc大于開環(huán)諧振頻率并Mag(dB)(a)開環(huán)圖3.22電流單環(huán)下輸出阻抗的幅相曲線f(Hz)數(shù)的基礎(chǔ)上加上電壓外環(huán)，其控制器參數(shù)為：Kp=0.008,Kw=9.6,fe=54.8Hz,于是可以獲得雙閉環(huán)控制下的輸出阻抗測量結(jié)果，如圖3.23所示。由圖3.22、3.23可知，電流單環(huán)和雙閉環(huán)下輸出阻抗的測量結(jié)果和理論在全頻段都非常吻合。由于低頻段阻抗幅值遠(yuǎn)大于0dB,故30Hz以下頻段雖然注入電流擾動較小，但電壓響應(yīng)較大，因此測量誤差變得很小，明顯優(yōu)于電壓單環(huán)下輸出阻抗的測量結(jié)果。3.3輸入阻抗測量技術(shù)研究本節(jié)給出了小功率場合常見的輸入阻抗測量裝置并對其測量優(yōu)缺點(diǎn)進(jìn)行分析，然后針對輸入電流斷續(xù)的Buck類變換器，對其輸入阻抗測量問題進(jìn)行深入探討，最后以同步整流Buck電路為例給出輸入阻抗的測量結(jié)果。3.3.1輸入阻抗測量裝置如圖3.24所示，給出了兩種常見的輸入阻抗測量電路l29-33]。其測量機(jī)理和輸出阻抗測量基本相同，頻率響應(yīng)分析儀PSM2200產(chǎn)生的掃頻信號v經(jīng)注入裝置放大后注入到輸入端口，用電壓差分探頭測量響應(yīng)電壓VresT,探頭衰減倍數(shù)為λ,電流鉗測量響應(yīng)電流IrEsT,其衰減倍數(shù)為λ;,則實(shí)際測得輸入阻抗為：(a)電壓擾動注入法(b)場效應(yīng)管注入法圖3.24輸入阻抗測量電路根據(jù)3.1節(jié)分析可知，由于擾動信號注入在供電直流源和待測變換器之間，而直流源阻抗極小，因此輸入阻抗測量不適合采用電流擾動并聯(lián)注入的方法，以免擾動電流大部分流向直流源。輸入阻抗的獨(dú)立測量更適合采用電壓擾動法，如圖3.24(a)所示。針對電壓擾動法的磁飽和問題，文獻(xiàn)[33]提出了一種利用場效應(yīng)管注入交流電流入系統(tǒng)的，故不存在電流擾動分配不均的問題。該方法采用N溝道增強(qiáng)型MOSFET工壓器由于只傳遞掃頻信號，可以用儀器自帶變壓器，無需額外的裝置。電容Cac為Q?為100V,輸入最大電流為1.12A,故功率MOSFET選取IRF840,最大耐壓為500V,耐流為8.5A。Rg取為100K,電容Ca取2200uF/50V。下面對測量電路的靜態(tài)工作點(diǎn)進(jìn)行分析。通常柵極電流非常小近似為零，所以Vc=Vp,即柵漏電壓Vcp=0。N溝道增強(qiáng)型MOSFET的開啟電壓Vγ大于0,故靜態(tài)時(shí)電路恒滿足Vgp<Vr,保證了場效應(yīng)管工作在飽和線性放大區(qū)。在飽和區(qū)內(nèi)，場效應(yīng)管的在場效應(yīng)管注入法的測量電路中，靜態(tài)漏極電流Ip等于輸入電流，故Ip=1.12A。根據(jù)在小信號作用時(shí)，可用靜態(tài)電流Ip來近似ip,得出動態(tài)參數(shù)，而且影響電路是否會產(chǎn)生失真。如圖3.25所示，給出了波形失真的情況，當(dāng)測量模塊輸入阻抗較大時(shí)，產(chǎn)生的電壓響應(yīng)過大，導(dǎo)致輸出電壓波形下半周限幅。為了保證波形不失真，應(yīng)該限制電壓響應(yīng)，即圖3.25MOSFET注入法的波形失真可知電壓響應(yīng)峰峰值不得超過7.64V,為此，注入的電流擾動也必須受到限制。如圖3.26所示給出了MOSFET測量裝置的微變等效電路，根據(jù)疊加原理可知，注入的(a)場效應(yīng)管放大電路(b)微變等效模型可知，電路正常工作時(shí)為壓控恒流源，可以將電壓擾動放大成電流擾動注入電路。對于常用作負(fù)載變換器的Buck類直流變換器，其輸入通常為PWM斬波的不連續(xù)電流，這會對輸入阻抗的測量造成較大影響，進(jìn)而影響對分布式系統(tǒng)穩(wěn)定性的評估，但少有文獻(xiàn)對斬波電流時(shí)測量方法的準(zhǔn)確性和測量條件進(jìn)行分析。因此，研究輸入電流斬波時(shí)輸入阻抗測量顯得非常必要。為了分析輸入電流斬波的阻抗測量情況，必須關(guān)注開關(guān)瞬時(shí)特性，而變換器的輸入阻抗是建立在開關(guān)平均建模基礎(chǔ)上的，因此需要建立平均特性與瞬時(shí)特性之間關(guān)系。故以同步Buck變換器為例，對其關(guān)系進(jìn)行分析。由于小信號模型是在開關(guān)平均的基礎(chǔ)上建立的，因此模型中交流擾動量實(shí)際上也是開關(guān)平均的結(jié)果。而分析阻抗頻率特性需要關(guān)注開關(guān)瞬時(shí)擾動，為區(qū)別起見，本節(jié)中將小信號模型中各狀態(tài)變量擾動加平均符號(),表示?？芍斎胱杩箤?shí)際上為開關(guān)利用平均建模法要求狀態(tài)變量滿足低頻、小信號假設(shè)和小紋波假設(shè)。對于同步Buck變換器建模所用的狀態(tài)變量均滿足這些假設(shè)，故開關(guān)平均值幾乎等于瞬時(shí)值。但是用于分析輸入阻抗的輸入電流為以占空比D斬波的斷續(xù)電流，不滿足小紋波假設(shè)。對變換器進(jìn)行建模過程中也對斬波電流進(jìn)行了開關(guān)平均，其開關(guān)平均值將會與瞬時(shí)值差別較大。為了分析其開關(guān)平均效果對其進(jìn)行頻譜分析。如圖3.27所示，由于輸入電流in(t)為斬波信號，因此交流擾動分量(1)也為以占空比D斬波的擾動電流，(a)等效前(b)等效后圖3.29開關(guān)管兩側(cè)電壓電流波形及其平均效果2.不同測量方法的測量結(jié)果分析通過之前分析可知，信號提取過程與對擾動信號開關(guān)平均獲得頻譜相同。因此只需對不同測量方法下擾動信號通斷頻譜分析并進(jìn)行開關(guān)平均即可獲得測量輸入阻抗，然后與建模的平均阻抗進(jìn)行比較即可分析差別。根據(jù)圖3.24所示測量電路和保留開關(guān)的瞬時(shí)等效模型，可得如圖3.30所示的測量電路的低頻等效電路。圖3.30(a)為電壓擾動法模型，當(dāng)開關(guān)管T,導(dǎo)通時(shí)，即在(0,DT?)內(nèi)，對應(yīng)開關(guān)閉合電路，此時(shí)輸入電壓電流擾動滿足：當(dāng)開關(guān)管T,斷開時(shí)，即在(DT,T)內(nèi)對應(yīng)開關(guān)斷開電路，此時(shí)輸入電壓電流可知電壓擾動法測阻抗時(shí)，輸入電壓擾動連續(xù)電流擾動為斬波信號。開關(guān)導(dǎo)通時(shí)對應(yīng)導(dǎo)通瞬時(shí)擾動頻譜，根據(jù)斬波信號的頻譜特性可知，擾動量開關(guān)平均值頻譜為：圖3.30(b)所示的場效應(yīng)管注入測量變換器輸入阻抗的低頻等效電路。當(dāng)開關(guān)管T,導(dǎo)通時(shí)，即在(0,DT)內(nèi)，交流輸入電壓電流擾動滿足：當(dāng)開關(guān)管T,斷開時(shí)，即在(DT,,T)內(nèi)。由于電路開路，直流輸入電流為零，故此時(shí)跨導(dǎo)gm=0。場效應(yīng)管放大電路無法正常工作，注入電路的電流為0,故輸入電壓擾動響應(yīng)也為0。故：由上分析可知場效應(yīng)管注入法使得輸入電壓擾動信號也是斬波信號，故其開關(guān)平均頻譜也為導(dǎo)通瞬時(shí)頻譜的D倍，故擾動量開關(guān)平均值頻譜為：故可得場效應(yīng)管注入法測量輸入阻抗為：而利用場效應(yīng)管注入法測量輸入阻抗為建模輸入阻抗的D倍。這是由于場效應(yīng)管放大電路在輸入電流為零時(shí)無法注入電流擾動，從而造成輸入阻抗測量結(jié)果的D倍衰減。為了驗(yàn)證以上分析的正確性，以表3.1的同步Buck變換器為例，占空比為0.4,將變換器工作在開環(huán)模式以簡化分析。由于電壓擾動法存在變壓器直流磁飽和問題，故其測量裝置不易實(shí)現(xiàn)。因此采用文獻(xiàn)[23]的數(shù)值仿真法，在Simulink中模擬實(shí)驗(yàn)測量過程進(jìn)行仿真。如圖3.31所示給出了電壓擾動注入法和場效應(yīng)管電流擾動注入法的輸入阻抗測量仿真對比。由圖可知，電壓擾動法仿真測量輸入阻抗和建模的理論阻抗很接近，測量精度很高。而采用場效應(yīng)管注入法測量的輸入阻抗存在一定倍數(shù)的衰減。圖3.31輸入阻抗測量仿真占空比D圖3.31場效應(yīng)管注入法輸入阻抗與D的關(guān)系為了進(jìn)一步驗(yàn)證場效應(yīng)管注入法的D倍衰減，采用頻率響應(yīng)分析儀PSM2200對輸入阻抗進(jìn)行測量。改變占空比D實(shí)測某頻點(diǎn)輸入阻抗，獲取占空比與該頻率輸入阻抗關(guān)系。如圖3.31所示，給出了f=10Hz時(shí)占空比與輸入阻抗關(guān)系。由圖可知，D倍衰減的理論輸入阻抗和實(shí)測阻抗非常接近，說明實(shí)測衰減倍數(shù)為D。場效應(yīng)管注入法不存在變壓器磁飽和問題，而且測量電路簡單可行，但是卻造成了測量結(jié)果的D倍衰減。為此，可以通過對測量數(shù)據(jù)進(jìn)行1/D倍抬升來獲得準(zhǔn)確的小信號輸入阻抗。如圖3.32所示給出了采用場效應(yīng)管注入法的理論、實(shí)測和考慮D倍圖3.32場效應(yīng)管注入D倍衰減校正前后對比Mag(Mag(dB)衰減對實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行校正的輸入阻抗特性。由圖可知，利用場效應(yīng)管注入法測輸入阻抗，對其測量數(shù)據(jù)進(jìn)行1/D倍抬升即可獲得建模輸入阻抗。為了驗(yàn)證第二章中DC/DC變換器輸入阻抗模型推導(dǎo)的正確性，搭建了一臺同步整流Buck變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。利用場效應(yīng)管注入法對輸入阻抗進(jìn)行測量，并對測量數(shù)據(jù)進(jìn)行1/D倍抬升來獲得測量結(jié)果。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)和輸出阻抗實(shí)驗(yàn)相同，見表3.1。如圖3.33所示給出了不同截止頻率下電壓單環(huán)輸入阻抗測量結(jié)果，圖3.33(a)中控制器參數(shù)為：K=0.008,Kv=6,f=754.5Hz;圖3.33(b)控制器參數(shù)為：Kp=0.012,Kw=3,f=894.5Hz。由圖可知，理論和實(shí)測阻抗基本吻合。高頻段測量阻抗比理論值偏低，這是由于高頻段阻抗幅值過大，使得產(chǎn)生的電壓響應(yīng)擾動大于場效應(yīng)管最大不失真幅值7.64V,從而導(dǎo)致電壓響應(yīng)波形削底使得測量輸出阻抗偏低。對比圖3.32所示的開環(huán)輸入阻抗，可知單壓單環(huán)輸入阻抗在中低頻段存在一定偏差，而開環(huán)阻抗卻非常吻合。這是由于采用不控整流做直流源，輸入電壓會隨著不同頻率擾動的注入發(fā)生一定波動，而測量DC/DC變換器是閉環(huán)控制的，為維持輸出電壓不變占空比會調(diào)整。因此，對于閉環(huán)系統(tǒng)若用穩(wěn)態(tài)占空比D對數(shù)據(jù)進(jìn)行校正會產(chǎn)生一定偏差，而開(a)K?y=0.008,K=6(b)Kp=0.012,Kv=3圖3.33不同截止頻率下電壓單環(huán)輸入阻抗的幅相曲線Mag(Mag(dB)環(huán)由于占空比始終不變故不存在這樣的偏差。如圖3.34所示，給出了輸入電壓和負(fù)載不變，輸出電流為1.12A時(shí)電流單環(huán)下輸入阻抗測量曲線，其控制器參數(shù)為：Kp=0.2,Kc=1000,f=1100Hz。在此電流環(huán)參數(shù)的基礎(chǔ)上加上電壓外環(huán)，其控制器參數(shù)為：Kp=0.008,Kv=9.6,fe=54.8Hz,于是可以獲得雙閉環(huán)控制下的輸入阻抗測量結(jié)果，如圖3.35所示。由圖3.34、3.35可知，測量曲線和理論輸入阻抗趨勢基本吻合，但同樣由于閉環(huán)系統(tǒng)占空比的調(diào)整幅值存在一定偏差。圖3.34電流單環(huán)下輸入阻抗的幅相曲線圖3.35雙閉環(huán)下輸入阻抗的幅相曲線3.4本章小結(jié)本章首先介紹了阻抗測量的基本原理，分析了注入擾動幅值、掃頻時(shí)間、測量點(diǎn)、接地點(diǎn)以及寄生參數(shù)測量等問題對測量準(zhǔn)確性的影響。詳細(xì)地分析了常用的幾種輸入輸出阻抗測量方法的特點(diǎn)及應(yīng)用場合，分析指出采用基于場效應(yīng)管注入電流法測量輸入電流為PWM斬波的Buck類變換器輸入阻抗時(shí)，由于開關(guān)關(guān)斷期間擾動電流無法注入會產(chǎn)生測量值與占空比成比例衰減現(xiàn)象，提出了測量值校正的方法。進(jìn)行了不同控制模式下同步Buck變換器輸入輸出阻抗測量實(shí)驗(yàn)，并與理論進(jìn)行比較對比研究，驗(yàn)證了測量方法及分析結(jié)論的可行性和正確性。4中大功率阻抗測量擾動注入裝置與實(shí)驗(yàn)上章介紹的阻抗測量方法采用線性放大電路或隔離變壓器構(gòu)成擾動注入裝置，開關(guān)管工作于線性放大區(qū)，導(dǎo)致功耗大發(fā)熱嚴(yán)重，功率受限只適用于小功率阻抗測量。本章改采用工作于開關(guān)狀態(tài)的大功率開關(guān)器件構(gòu)成擾動注入裝置，以用于中大功率場合的阻抗測量，并詳細(xì)分析了注入裝置的參數(shù)設(shè)計(jì)。4.1H橋注入裝置4.1.1H橋注入的基本原理圖4.1給出采用H橋電路作為電流擾動注入裝置的主電路結(jié)構(gòu)138-401,以頻率響應(yīng)分析儀產(chǎn)生的掃頻信號作為電流參考指令，經(jīng)H橋電路放大電流后注入系統(tǒng)當(dāng)中，并提取電壓電流響應(yīng)即可獲得測量阻抗。由于參考指令i是頻率變化的正弦波，因此可以采用滯環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)對掃頻信號頻率和相位的實(shí)時(shí)跟蹤，響應(yīng)迅速且穩(wěn)定性好。該方法可以實(shí)現(xiàn)對電流的精確控制，但要求開關(guān)頻率fs至少大于幾倍的掃頻信號頻率最大值fmax。通常最大頻率fmax達(dá)5~10kHz,從而要求器件開關(guān)頻率fs在50kHz以上。圖4.1H橋注入裝置圖4.2兩態(tài)滯環(huán)電流控制因此，H橋注入適合于低壓大功率系統(tǒng)，采用高頻器件如MOSFET作為開關(guān)管。動比兩態(tài)調(diào)制小，但考慮到三態(tài)調(diào)制0態(tài)時(shí)，電流變化率受負(fù)載影響極大，因此采用受負(fù)載特性影響小的兩態(tài)調(diào)制。兩態(tài)滯環(huán)電流控制的工作原理為：參考電流與實(shí)際電感電流的誤差與一個(gè)環(huán)寬為h的滯環(huán)比較器作比較，以確定兩對開關(guān)管的開關(guān)邏輯，如圖4.2所示。當(dāng)誤差低于滯環(huán)下閾值-h/2時(shí)，滯環(huán)比較器輸出高電平，開關(guān)管S?和Uac為系統(tǒng)直流母線電壓穩(wěn)態(tài)值，注在t?時(shí)間內(nèi)，開關(guān)管S?和S?導(dǎo)通，電感兩端電壓為4.1.2H橋注入裝置電感參數(shù)設(shè)計(jì)在H橋注入裝置中，電感太大會影響電流跟蹤效果，而太小又會使得開關(guān)頻率過高，超過器件頻率上限，因此電感值的選擇至關(guān)重要。假設(shè)直流母線負(fù)載為R,裝置正常工作需要注入的電流ir為：其中，o為掃頻信號的角頻率，Im為電為了保證良好的電流跟蹤性能，實(shí)際電流變化率必須大于所需電流變化率。而注入擾動電流在電流峰值處變化率最小，即只要在峰值處滿足要求，則能在整個(gè)周期內(nèi)其中f為掃頻信號頻率，由于開關(guān)頻率存在上限，因此電感不能太小。最大開關(guān)以直流母線電壓Ua=200V,電流Ia=10A的系統(tǒng)為例，則低頻電阻Ra=20Q。H橋注入裝置最大開關(guān)頻率fmax為200kHz,注入電流擾動幅值Im為1A。根據(jù)式(4.9)、的增大，存在電感取值的掃頻頻率f增大，但是電感取值總體增大較大。當(dāng)Vac保持不變時(shí)，環(huán)寬h從0.2增大到0.4,存在電感取值的掃頻頻率f擴(kuò)展到10kHz,從而使整個(gè)頻段都存在取值。因此，為了使電感不至于過大，本文H橋母線電壓Va取為300V,環(huán)寬h=0.4,最大掃頻頻率為fmax=10kHz,可知電感取值范圍為：1.2<L<1.273mH,故取電感L=1.2mH。f(kHz)f(kHz)(a)Vac=300V(b)Va=400V圖4.3電感Ly取值范圍t(10ms/div)t(100us/div)(a)f=50Hz(b)f=5kHzt(50us/div)(c)f=10kHz圖4.4注入電流iur仿真波形圖4.4給出利用H橋注入裝置將擾動電流注入一直流母線電壓Ua=200V,電流I?=10A的系統(tǒng)時(shí)的仿真電流波形。從圖中可知，隨著掃頻頻率的增大，注入電流波形變差。由于窄帶跟蹤儀可以把基波提取出來，因此采用頻率響應(yīng)分析儀測量時(shí)電流擾動波形差不會對測量結(jié)果造成影響。4.2.1斬波注入基本原理4.1節(jié)介紹的H橋注入法能精確控制注入電流，但由于掃頻信號最高頻率達(dá)kHz,因此開關(guān)頻率要求極高非常不適合中高壓系統(tǒng)，而且電感參數(shù)選擇范圍極窄，導(dǎo)致對測量系統(tǒng)適應(yīng)性差。此外，H橋直流母線需要獨(dú)立供電，需要附加額外供電裝置極不適合工程應(yīng)用。為此，給出了如圖4.5所示的斬波注入法140],儀器產(chǎn)生的掃頻信號改為矩形波，經(jīng)驅(qū)動器直接驅(qū)動開關(guān)管通斷，從而使得并聯(lián)電阻在Rn和穢中切換，在測量直流系統(tǒng)的作用下產(chǎn)生矩形波電流，提取相對應(yīng)頻率的電壓電流響應(yīng)從而獲得測量阻抗，如圖4.5(b)所示。由于掃頻信號頻率與開關(guān)管頻率相同，因此產(chǎn)生的矩形波電流頻率與掃頻頻率相同，從而實(shí)現(xiàn)了頻率變化擾動電流的注入。斬波注入裝置對開關(guān)器件頻率要求低，而且電路簡單方便，非常適合中高壓系統(tǒng)阻抗測量。對矩形波開關(guān)信號進(jìn)行頻譜分析如下：其中占空比為d,k為諧波次數(shù)，o為掃頻信號的角頻率。由式可知，隨著諧波次數(shù)k的提高，諧波幅值急劇衰減，基波幅值為主要部分。占空比為50%時(shí)，基波幅值最大，可知注入電流中含有直流分量和高次諧波，但由于頻率分析儀可以從含有直流分量和高次諧波的信號中提取出基波分量，故高次諧波不會對測量造成影響。根據(jù)式4.2.2RCD緩沖電路設(shè)計(jì)斬波注入法雖然電路簡單，但是由于注入電流為方波，從而導(dǎo)致在開關(guān)過程產(chǎn)生很高的電壓尖峰和振蕩，嚴(yán)重時(shí)損壞開關(guān)器件甚至影響被測系統(tǒng)。為了抑制電壓尖峰消除振蕩，需要合理設(shè)計(jì)緩沖電路，故需要獲取線路寄生電感。電路寄生電感通常難圖4.6寄生電感測量電路場效應(yīng)管極間電容。為分析方便，以向母線電壓Ua=200V,電流Ia=10A的系統(tǒng)注入幅值為1A的方波電流為例，注入電阻Rn取為200Q,場效應(yīng)管選取IRPF450,最大耐壓為500V,耐流為14A。根據(jù)以上寄生電感測量電路，可得如圖4.7(a)所示的等效如圖4.7(b)所示，在開關(guān)管兩端并聯(lián)一個(gè)容值確定的電容，稱之為測試電容Cey。此時(shí)，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，寄生電感L,存儲的能量轉(zhuǎn)移到測量電容Cex上，故關(guān)斷時(shí)振移到Lps上，故開通過程的振蕩周期T?為：通過觀察加測試電容后的開關(guān)過程振蕩周期，便可求出等效模型寄生電感：采用頻率響應(yīng)分析儀對測試電容進(jìn)行精確測量，可知Ces=2.84nF。如圖4.8、4.9圖4.8關(guān)斷過程vps波形圖4.10加RCD緩沖電路的開關(guān)過程可知，緩沖電阻需滿足：可得電阻功耗為4W,故選20/25W的金膜電阻作為緩沖電阻，C,為取白色無感電容10nF/1200V,緩沖二極管選擇反壓1000V,電流8A的快恢復(fù)二極管MUR8100。如圖4.11(a)、4.11(b)所示，給出了Ua=33V加緩沖電路前后開關(guān)管驅(qū)動Vgs和電壓Vps波形。由圖可知，加RCD緩沖電路后波形電壓尖峰得到很好改善。如圖4.11(c)所示，給出了向母線電壓Ua=200V,電流Ia=10A的系統(tǒng)注入幅值1A的方波電流時(shí)電壓電流波形，可見設(shè)計(jì)的RCD緩沖電路可以很好的抑制尖峰，并注入方波電流，滿足設(shè)計(jì)要求。4.3中大功率阻抗測量實(shí)驗(yàn)通過以上分析可知，H橋注入法雖然電流控制精度高但比較復(fù)雜，需要外加直流源和滯環(huán)控制器，而且對器件開關(guān)頻率要求很高。斬波注入法僅需一電阻和開關(guān)管，簡單方便，易與工程實(shí)現(xiàn)，雖然會產(chǎn)生電壓尖峰但可以通過合理設(shè)計(jì)緩沖電路來抑制，故本文采取斬波注入法測量中大功率場合阻抗。為此，搭建了一臺同步整流Buck變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對阻抗進(jìn)行測量，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主電路參數(shù)如表4.1所示。表4.1同步整流Buck變換器主電路參數(shù)U;m(V)U。(V)RL(Ω)C(μF)rc(Ω)如圖4.12所示，給出了輸出電流為11.2A時(shí)電流單環(huán)下輸出阻抗測量曲線，其控制器參數(shù)為：Kp=0.3,Kci=342,fe=2000Hz。在此電流環(huán)參數(shù)的基礎(chǔ)上加上電壓外環(huán)，其控制器參數(shù)為：Kp=0.019,Kv=53.2,fe=98.25Hz,于是可以獲得雙閉環(huán)控制下的輸出阻抗測量結(jié)果，如圖4.13所示。由圖4.12、4.13可知，測量曲線和理論輸出阻抗在整個(gè)頻段內(nèi)非常吻合，這說明斬波注入法可以很好測量系統(tǒng)輸出阻抗。f(Hz)圖4.12電流單環(huán)下輸出阻抗的幅相曲線f(Hz)圖4.13雙閉環(huán)下輸出阻抗的幅相曲線由于斬波注入法實(shí)質(zhì)上為并聯(lián)電流擾動注入法，采用理想直流源供電由于電流分配問題無法測量輸入阻抗，為此采用閉環(huán)控制的PWM整流器作為非理性源給DC/DC變換器供電進(jìn)行阻抗測量。如圖4.14、4.15所示，給出與輸出阻抗對應(yīng)控制器參數(shù)下電流單環(huán)和雙閉環(huán)輸入阻抗測量結(jié)果。由圖可知，斬波注入法不存在D倍衰減的問題，中低頻段內(nèi)理論輸入阻抗和實(shí)際測量結(jié)果非常吻合，但是在高頻段測量幅值明顯比理論值偏低。這是由于高頻段時(shí)非理性源側(cè)的母線電容阻抗變得非常小，使得注入擾動電流流向母線電容從而使得DC/DC輸入側(cè)擾動電流很小導(dǎo)致測量誤差較大。圖4.14電流單環(huán)下輸入阻抗的幅相曲線f(Hz)圖4.15雙閉環(huán)下輸入阻抗的幅相曲線本章分別研究了基于H注入和斬波注入兩種應(yīng)用于中大功率場合的阻抗測量裝置的原理、特點(diǎn)及參數(shù)設(shè)計(jì)。通過分析比較，采用更易于工程實(shí)踐的斬波注入法搭建擾動電流注入裝置，對中大功率同步Buck變換器在不同控制方式下的輸入輸出阻抗進(jìn)行測量，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證該注入裝置的可行性。5阻抗測量技術(shù)的應(yīng)用本文第三章和第四章介紹的阻抗測量方法不僅適用于DC/DC變換器，同樣可以應(yīng)用于AC/DC變換器直流端口。本章以PWM整流器為例推導(dǎo)其直流側(cè)輸出阻抗，并采用斬波注入法測量其阻抗以驗(yàn)證該推廣的可行性?？紤]到直流分布式系統(tǒng)中主要存在AC/DC與DC/DC、DC/DC與DC/DC兩類級聯(lián)系統(tǒng)，故本章以這兩類級聯(lián)系統(tǒng)為例將阻抗測量技術(shù)用于對直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析，一方面可以評估分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，另一方面可以判別級聯(lián)模塊的穩(wěn)定性。5.1PWM整流器的輸出阻抗直流分布式系統(tǒng)中通常采用AC/DC整流器作為直流母線前端的源變換器8I,其作用是將系統(tǒng)的輸入電壓變換為直流母線電壓，并給母線后端變換器提供能量。因此，AC-DC整流器的輸出阻抗對直流母線的穩(wěn)定性至關(guān)重要，本節(jié)以常規(guī)的雙閉環(huán)控制PWM整流器為例，對其輸出阻抗進(jìn)行推導(dǎo)并通過測量驗(yàn)證推廣的可行性。5.1.1PWM整流器的小信號模型如圖5.1所示，給出了三相電壓型PWM整流器的拓?fù)洌渲?，Ls為交流側(cè)電感，r為電感寄生電阻，Cac為直流側(cè)電容。usa、usb、ugc為網(wǎng)側(cè)交流電壓，iLa、itb、itcN圖5.1三相電壓型PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對其進(jìn)行小信號化可得：D?D?ù-A+1十Ls±D。1Ls+rUdciii圖5.2三相電壓型PWM整流器小信號模型框圖5.1.2PWM整流器閉環(huán)輸出阻抗小信號模型雖然線性化，但存在復(fù)雜的耦合關(guān)系，通常采用簡化的大信號模型來設(shè)計(jì)控制器以簡化分析。但是為了精確推導(dǎo)系統(tǒng)的輸出阻抗必須采用小信號模型，因此在設(shè)計(jì)完控制器后須返回小信號模型中。如圖5.3所示，給出常規(guī)的利用大信號簡化模型設(shè)計(jì)雙閉環(huán)控制的系統(tǒng)框圖[63]。電壓控制器Gw(s)用于控制母線電壓，電流控制器Gi(s)用于獨(dú)立控制dq軸電流。為了提高系統(tǒng)動態(tài)性能，引入電流狀態(tài)反饋解耦和電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償。由于采用數(shù)字控制會帶來的1.5拍時(shí)間延時(shí)，采樣時(shí)間為T,圖5.3常規(guī)PWM整流器雙閉環(huán)控制原理框圖路參數(shù)如表5.1所示。采用常規(guī)的前饋解耦的雙閉環(huán)控制，控制器參數(shù)為：電流環(huán)6f(Hz)5.2基于阻抗測量的直流分布式系統(tǒng)穩(wěn)定性分析5.2.1直流分布式系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度評估在典型的直流分布式系統(tǒng)中，前級源變換器為AC/DC整流器用于維持母線電壓恒定，母線后級根據(jù)實(shí)際需求接入多個(gè)負(fù)載變換器。多變換器互聯(lián)極易導(dǎo)致系統(tǒng)動態(tài)性能下降甚至不穩(wěn)定，為此可以通過測量源、負(fù)載變換器的阻抗比來在線評估系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，以確保系統(tǒng)有足夠的穩(wěn)定性能164]。圖5.6AC/DC與DC/DC構(gòu)成的兩級級聯(lián)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖圖5.6給出了一個(gè)簡單的兩級直流級聯(lián)分布式系統(tǒng)，前級源變換器為PWM整流器