集成運(yùn)算放大器電路-模擬電子電路-

第4章集成運(yùn)算放大器電路

4―1集成運(yùn)算放大器的特點(diǎn)4―2電流源電路4―3差動(dòng)放大電路4―4集成運(yùn)算放大器的輸出級(jí)電路

4―5集成運(yùn)放電路舉例4―6MOS集成運(yùn)算放大器

4―7集成運(yùn)算放大器的主要性能指標(biāo)

4―1集成運(yùn)算放大器的特點(diǎn)集成運(yùn)放是一種多級(jí)放大電路，性能理想的運(yùn)放應(yīng)該具有電壓增益高、輸入電阻大、輸出電阻小、工作點(diǎn)漂移小等特點(diǎn)。與此同時(shí)，在電路的選擇及構(gòu)成形式上又要受到集成工藝條件的嚴(yán)格制約。因此，集成運(yùn)放在電路設(shè)計(jì)上具有許多特點(diǎn)，主要有：(1)級(jí)間采用直接耦合方式。(2)盡可能用有源器件代替無源元件。(3)利用對(duì)稱結(jié)構(gòu)改善電路性能。關(guān)于集成電路的制造工藝見附錄A。

集成運(yùn)放電路形式多樣，各具特色。但從電路的組成結(jié)構(gòu)看，一般是由輸入級(jí)、中間放大級(jí)、輸出級(jí)和電流源四部分組成，如圖4―1所示。圖4―1集成運(yùn)算放大器組成框圖4―2電流源電路電流源對(duì)提高集成運(yùn)放的性能起著極為重要的作用。一方面它為各級(jí)電路提供穩(wěn)定的直流偏置電流，另一方面可作為有源負(fù)載，提高單級(jí)放大器的增益。下面我們從晶體管實(shí)現(xiàn)恒流的原理入手，介紹集成運(yùn)放中常用的電流源電路。

一、單管電流源電路

圖4―2(a)畫出了晶體管基極電流為IB的一條輸出特性曲線。由圖可見，當(dāng)IB一定時(shí)，只要晶體管不飽和也不擊穿，IC就基本恒定。因此，固定偏流的晶體管，從集電極看進(jìn)去相當(dāng)于一個(gè)恒流源。由交流等效電路知，它的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻為rce，是一個(gè)很大的電阻。為了使IC更加穩(wěn)定，可以采用分壓式偏置電路(即引入電流負(fù)反饋)，便得到圖4―2(b)所示的單管電流源電路。圖4―2(c)為該電路等效的電流源表示法，圖中Ro為等效電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻。利用圖4―2(b)電路的交流等效電路可以證明，Ro近似為圖4―2單管電流源電路(a)晶體管的恒流特性；(b)恒流源電路；(c)等效電流源表示法式中，RB=R1‖R2。

需要指出，晶體管實(shí)現(xiàn)恒流特性是有條件的，即要保證恒流管始終工作在放大狀態(tài)，否則將失去恒流作用。這一點(diǎn)對(duì)所有晶體管電流源都適用。(4―1)

二、鏡像電流源在單管電流源中，要用三個(gè)電阻，所以不便集成。為此，用一個(gè)完全相同的晶體管V1,將集電極和基極短接在一起來代替電阻R2和R3，便得到圖4―3所示的鏡像電流源電路。由圖可知，參考電流Ir為(4―2)由于兩管的e結(jié)連在一起，所以IB相同，IC也相同。由圖可知(4―3)圖4―3鏡像電流源如果β11,則IC2≈Ir?？梢?，只要Ir一定，IＣ2就恒定；改變Ir,IC2也跟著改變。兩者的關(guān)系好比物與鏡中的物像一樣，故稱為鏡像電流源。將上述原理推廣，可得多路鏡像電流源，如圖4―4所示。圖中為三路電流源，V5管是為了提高各路電流的精度而設(shè)置的。因?yàn)樵跊]有V5管時(shí)，IC1=Ir-4IB1,加了V5管后，IC1=

Ir-4IB1/(1+β5)，故此可得

因此可得

(4―3)因β1(1+β5)4容易滿足，所以各路電流更接近Ir，并且受β的溫度影響也小。在集成電路中，多路鏡像電流源是由多集電極晶體管實(shí)現(xiàn)的，圖4―5(a)電路就是一個(gè)例子。它利用一個(gè)三集電極橫向PNP管組成雙路電流源(橫向PNP管是采用標(biāo)準(zhǔn)工藝，在制作NPN管過程中同時(shí)制作出來的一種PNP管，詳見附錄A)，其等價(jià)電路如圖4―5(b)所示。(4―4)圖4―4多路鏡像電流源圖4―5多集電極晶體管鏡像電流源(a)三集電極橫向PNP管電路；(b)等價(jià)電路三、比例電流源如果希望電流源的電流與參考電流成某一比例關(guān)系，可采用圖4―6所示的比例電流源電路。由圖可知(4―5)因?yàn)?/p>

所以(4―6)圖4―6比例電流源即室溫下，兩管的UBE相差不到60mV，僅為此時(shí)兩管UBE電壓(>600mV)的10%。因此，可近似認(rèn)為UBE1≈UBE2。這樣，式(4―5)簡(jiǎn)化為當(dāng)兩管的射極電流相差10倍以內(nèi)時(shí)：

若β1，則IE1≈Ir,IE2≈IC2,由此得出(4―8)(4―7)可見，IC2與Ir成比例關(guān)系，其比值由R1和R2確定。參考電流Ir現(xiàn)在應(yīng)按下式計(jì)算：(4―9)

四、微電流電流源在集成電路中，有時(shí)需要微安級(jí)的小電流。如果采用鏡像電流源，Rr勢(shì)必過大。這時(shí)可令圖4―6電路中的R1=0,便得到圖4―7所示的微電流電流源電路。由式(4―5)、(4―6)可知，在R1=0時(shí)：

當(dāng)β1>>時(shí)，IE1≈Ir,IE2≈IC2，由此可得(4―10)圖4―7微電流電流源此式表明，當(dāng)Ir和所需要的小電流一定時(shí)，可計(jì)算出所需的電阻R2。例如，已知Ir=1mA,要求IC2=10μA時(shí)，則R2為如果UCC=15V，要使Ir=1mA,則Rr≈15kΩ。

由此可見，要得到10μA的電流，在UCC=15V時(shí)，采用微電流電流源電路，所需的總電阻不超過27kΩ。如果采用鏡像電流源，則電阻Rr要大到1.5MΩ。

五、負(fù)反饋型電流源以上介紹的幾種電流源，雖然電路簡(jiǎn)單，但有兩個(gè)共同的缺點(diǎn)：一是動(dòng)態(tài)內(nèi)阻不夠大，圖4―8威爾遜電流源又(4―11)若三管特性相同，則β1=β2=β3=β,求解以上各式可得(4―12)可見，威爾遜電流源不僅有較大的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻，而且輸出電流受β的影響也大大減小。圖4―9給出了另一種反饋型電流源電路。它由兩個(gè)鏡像電流源串接在一起組成，故稱串接電流源。關(guān)于它的穩(wěn)流原理留給讀者自行分析。利用交流等效電路可求出威爾遜電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻Ro為(4―13)圖4―9串接電流源

六、有源負(fù)載放大器

集成運(yùn)放要有極高的電壓增益，這是通過多級(jí)放大器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)的。在電壓增益一定時(shí)，為了減少級(jí)數(shù)，就必須提高單級(jí)放大器的電壓增益。因此，在集成運(yùn)放中，放大器多以電流源作有源負(fù)載。典型的有源負(fù)載共射放大電路如圖4―10(a)所示。圖中，V2,V3管構(gòu)成鏡像電流源作V1管的集電極負(fù)載。由于該電流源的動(dòng)態(tài)內(nèi)阻為rce3，所以此時(shí)V1管的電壓增益只需將共射增益表達(dá)式中的RC用rce3取代即可。當(dāng)實(shí)際負(fù)載RL通過射隨器隔離后接入，則該級(jí)放大器可獲得極高的電壓增益。圖4―10有源負(fù)載放大器(a)共射電路；(b)具有倒相功能的共射電路圖4―10(b)為另一種接法的有源負(fù)載共射電路。V3,V2管組成鏡像電流源作V1管的有源負(fù)載，而輸出取自恒流管V2的集電極。4―3差動(dòng)放大電路

4―3―1零點(diǎn)漂移現(xiàn)象單級(jí)共射放大器如圖4―11所示。由前面討論可知，在靜態(tài)時(shí)，由于溫度變化、電源波動(dòng)等因素的影響，會(huì)使工作點(diǎn)電壓(即集電極電位)偏離設(shè)定值而緩慢地上下漂動(dòng)。

圖4―11放大器的零點(diǎn)漂移

4―3―2差動(dòng)放大器的工作原理及性能分析基本差動(dòng)放大器如圖4―12所示。它由兩個(gè)性能參數(shù)完全相同的共射放大電路組成，通過兩管射極連接并經(jīng)公共電阻RE將它們耦合在一起，所以也稱為射極耦合差動(dòng)放大器。圖4―12基本差動(dòng)放大器首先來分析圖4―12電路的靜態(tài)工作點(diǎn)。為了使差動(dòng)放大器輸入端的直流電位為零，通常都采用正、負(fù)兩路電源供電。由于V1,V2管參數(shù)相同，電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱，所以兩管工作點(diǎn)必然相同。由圖可知，當(dāng)Ui1=Ui2=0時(shí)：則流過RE的電流I為(4―14)可見，靜態(tài)時(shí)，差動(dòng)放大器兩輸出端之間的直流電壓為零。下面分析差動(dòng)放大器的動(dòng)態(tài)特性。分析過程中特別提醒讀者注意射極公共電阻RE的作用。故有(4―15)(4―16)(4―17)

一、差模放大特性如果在圖4―12差動(dòng)電路的兩個(gè)輸入端加上一對(duì)大小相等、相位相反的差模信號(hào)，即Ui1=Uid1,Ui2=Uid2,而Uid1=-Uid2。由圖可知，這時(shí)一管的射極電流增大，另一管的射極電流減小，且增大量和減小量時(shí)時(shí)相等。因此流過RE的信號(hào)電流始終為零，公共射極端電位將保持不變。所以對(duì)差模輸入信號(hào)而言，公共射極端可視為差模地端，即RE相當(dāng)對(duì)地短路。通過上述分析，可得出圖4―12電路的差模等效通路如圖4―13所示。圖中還畫出了輸入為差模正弦信號(hào)時(shí)，輸出端波形的相位關(guān)系。利用圖4―13等效通路，我們來計(jì)算差動(dòng)放大器的各項(xiàng)差模性能指標(biāo)。圖4―13基本差動(dòng)放大器的差模等效通路

1.差模電壓放大倍數(shù)差模電壓放大倍數(shù)定義為輸出電壓與輸入差模電壓之比。在雙端輸出時(shí)，輸出電壓為輸入差模電壓為

所以(4―18)式中，R′L=RC‖RL?？梢姡p端輸出時(shí)的差模電壓放大倍數(shù)等于單邊共射放大器的電壓放大倍數(shù)。可見，這時(shí)的差模電壓放大倍數(shù)為雙端輸出時(shí)的一半，且兩輸出端信號(hào)的相位相反。需要指出，若單端輸出時(shí)的負(fù)載RL接在一個(gè)輸出端到地之間，則計(jì)算Aud時(shí)，總負(fù)載應(yīng)改為R′L=RC‖RL。單端輸出時(shí)，則(4―19)(4―20)或

2.差模輸入電阻差模輸入電阻定義為差模輸入電壓與差模輸入電流之比。由圖4―13可得

3.差模輸出電阻

雙端輸出時(shí)為(4―21)單端輸出時(shí)為(4―22a)(4―22b)

二、共模抑制特性如果在圖4―12差動(dòng)放大器的兩個(gè)輸入端加上一對(duì)大小相等、相位相同的共模信號(hào)，即Ui1=Ui2=Uic,由圖可知，此時(shí)兩管的射極將產(chǎn)生相同的變化電流ΔiE，使得流過RE的變化電流為2ΔiE，從而引起兩管射極電位有2REΔ

iE的變化。因此，從電壓等效的觀點(diǎn)看，相當(dāng)每管的射極各接有2RE的電阻。通過上述分析，圖4―12電路的共模等效通路如圖4―14所示。利用該電路，現(xiàn)在來分析它的共模指標(biāo)。

1.共模電壓放大倍數(shù)雙端輸出時(shí)的共模電壓放大倍數(shù)定義為當(dāng)電路完全對(duì)稱時(shí)，Uoc1=Uoc2,所以雙端輸出的共模電壓放大倍數(shù)為零，即Auc=0。圖4―14基本差動(dòng)放大器的共模等效通路單端輸出時(shí)的共模電壓放大倍數(shù)定義為(4―23)由圖4―14可得

通常滿足(1+β)2RE>>rbe，所以上式可簡(jiǎn)化為(4―24)可見，由于射極電阻2RE的自動(dòng)調(diào)節(jié)(負(fù)反饋)作用，使得單端輸出的共模電壓放大倍數(shù)大為減小。在實(shí)際電路中，均滿足RE>RC，故|Auc(單)|<0.5，即差動(dòng)放大器對(duì)共模信號(hào)不是放大而是抑制。共模負(fù)反饋電阻RE越大，則抑制作用越強(qiáng)。2.共模輸入電阻由圖4―14不難看出，共模輸入電阻為(4―25)3.共模輸出電阻單端輸出時(shí)為(4―26)

三、共模抑制比KCMR

為了衡量差動(dòng)放大電路對(duì)差模信號(hào)的放大和對(duì)共模信號(hào)的抑制能力，我們引入?yún)?shù)共模抑制比KCMR。它定義為差模放大倍數(shù)與共模放大倍數(shù)之比的絕對(duì)值，即(4―27)KCMR也常用dB數(shù)表示，并定義為

(4―28)

KCMR實(shí)質(zhì)上是反映實(shí)際差動(dòng)電路的對(duì)稱性。在雙端輸出理想對(duì)稱的情況下，因Auc=0,所以KCMR趨于無窮大。但實(shí)際的差動(dòng)電路不可能完全對(duì)稱，因此KCMR為一有限值。在單端輸出不對(duì)稱的情況下，KCMR必然減小，由式(4―18)、(4―19)和(4―23)可求得(4―29)

四、對(duì)任意輸入信號(hào)的放大特性如果在圖4―12差動(dòng)放大器的兩個(gè)輸入端分別加上任意信號(hào)Ui1和Ui2，即Ui1和Ui2既不是差模信號(hào)，也不是共模信號(hào)，這時(shí)可以把Ui1和Ui2寫成如下形式：(4―30)(4―31)不難看出，差動(dòng)電路相當(dāng)輸入了一對(duì)共模信號(hào)和一對(duì)差模信號(hào)

根據(jù)定義，這時(shí)的差模輸入電壓為(4―32)(4―33)(4―34)

4―3―3具有恒流源的差動(dòng)放大電路圖4―12所示的基本差動(dòng)放大器，存在兩個(gè)缺點(diǎn)：一是共模抑制比做不高，二是不允許輸入端有較大的共模電壓變化。對(duì)于前者，是因?yàn)椴罘殴躒1,V2的rbe與RE相關(guān)，即RE較大而忽略rbb′時(shí)，由式(4―15)，rbe可近似為與RE成正比。對(duì)于單端輸出，將上式代入式(4―29)可得(4―38)若UEE=15V，則室溫下，KCMR(單)的上限約為300，而與RE的取值無關(guān)。對(duì)于雙端輸出，在電路不對(duì)稱時(shí)，也有類似情況?？梢?，不能單靠增大RE來提高共模抑制比。對(duì)于后者，因?yàn)檩斎牍材ｋ妷旱淖兓瘜⒁鸩罘殴芄采錁O電位的變化，進(jìn)而將影響差放管的靜態(tài)工作電流，使rbe改變。因此，輸入共模電壓變化將直接造成差模電壓放大倍數(shù)的變化，這是我們不希望的。為此，用恒流源代替圖4―12電路中的RE，可以有效地克服上述缺點(diǎn)。一種具有恒流源的差動(dòng)放大電路如圖4―15(a)所示。圖中，恒流源為單管電流源。這是分電流源、小電流電流源等。圖4―15具有恒流源的差動(dòng)放大器電路(a)用單管電流源代替RE的差動(dòng)電路；(b)電路的簡(jiǎn)化表示圖4―15(a)電路的靜態(tài)工作點(diǎn)，可按以下方法估算：

4―3―4差動(dòng)放大器的傳輸特性在圖4―16電路中，設(shè)恒流源電流I小于差放管的集電極臨界飽和電流，即I<UCC/RC，從而使差放管的工作點(diǎn)偏向截止區(qū)。在此條件下，圖中的兩個(gè)對(duì)稱差放管V1,V2的射極電流分別為(4―39a)(4―39b)由圖可知圖4―17差動(dòng)放大器的傳輸特性曲線(a)電流傳輸特性曲線；(b)電壓傳輸特性曲線圖4―17差動(dòng)放大器的傳輸特性曲線(a)電流傳輸特性曲線；(b)電壓傳輸特性曲線

一、兩管集電極電流之和恒等于I

當(dāng)uid=0時(shí)，差動(dòng)電路處于靜態(tài)，這時(shí)iC1=iC2=ICQ=I/2。當(dāng)差模電壓輸入時(shí)，一管電流增大，另一管電流減小，且增大量等于減小量，兩管電流之和恒等于I。

二、傳輸特性具有非線性特性由圖4―17不難看出，在靜態(tài)工作點(diǎn)附近，當(dāng)|uid|≤UT，即室溫下，uid在26mV以內(nèi)時(shí)，傳輸特性近似為一段直線。這表明iC1,iC2和uo與uid成線性關(guān)系。當(dāng)|uid|≥4UT,即uid超過100mV時(shí)，傳輸特性明顯彎曲，而后趨于水平，說明|uid|繼續(xù)增大時(shí)，iC1,iC2和uo將保持不變。這表明差動(dòng)電路在大信號(hào)輸入時(shí)，具有良好的限幅特性或電流開關(guān)特性。此時(shí)，一管截止，恒流源電流全部流入另一管。為了擴(kuò)展傳輸特性的線性區(qū)范圍，可在每個(gè)差放管的射極串接負(fù)反饋電阻R(或在基極串接電阻RB)，如圖4―18(a)所示。擴(kuò)展后的電流傳輸特性曲線見圖4---18(b)。顯然，R(RB)越大，擴(kuò)展的線性區(qū)范圍將越大，如圖(b)曲線①、②所示。不過，隨著線性區(qū)范圍的擴(kuò)大，曲線的斜率減小，表明差動(dòng)放大器的增益將隨之降低。圖4―18擴(kuò)展差動(dòng)電路的線性區(qū)范圍(a)串接R(RB)的線性區(qū)擴(kuò)展電路；(b)線性區(qū)擴(kuò)展后的電流傳輸特性曲線圖4―18擴(kuò)展差動(dòng)電路的線性區(qū)范圍(a)串接R(RB)的線性區(qū)擴(kuò)展電路；(b)線性區(qū)擴(kuò)展后的電流傳輸特性曲線

三、差動(dòng)放大器的增益與I成正比由圖4―17(a)所示曲線可知，小信號(hào)工作時(shí)，在工作點(diǎn)處，iC受uid的線性控制，其控制作用的大小可以用跨導(dǎo)gm來衡量。g