電流型運(yùn)放及應(yīng)用

1、Current Feedback Amplifier Theory and ApplicationsAppficaUon NateApril 1995AN9420.1電流反饋運(yùn)放理論及應(yīng)用By:惜荷介紹電流反饋運(yùn)放(CFA)犧牲了電壓反饋運(yùn)放(VFA )的直流精度，換來了閉環(huán)下大的壓擺 率以及帶寬與閉環(huán)增益無關(guān)。雖然電流反饋運(yùn) 放相對(duì)于電壓反饋運(yùn)放直流精度不好，但是可 以在比較大的動(dòng)態(tài)范圍下以直流耦合使用在 視頻應(yīng)用中。由于部分電流反饋運(yùn)算放大器可 以達(dá)到接近GHz的帶寬范圍，高頻放大器必須 交流耦合的時(shí)代成為過去。CFA的壓擺率不受在VFA中線性上升速率的限制，所以轉(zhuǎn)換速度更高，上升/下降時(shí)

2、間短而且互調(diào)失真小。本文中的反饋理論來自intersil的AN9415應(yīng)用 筆記“ Feedback, Op Amps and Compensation ”文 中的方程及術(shù)語與相關(guān)應(yīng)用筆記中相同，除了 反向輸入阻抗用Zg而不是Z1或是乙表示，因?yàn)?這已經(jīng)在CFA廣泛被接受。反饋方程如Figure 1框圖所示，在不考慮各部分輸入輸 出阻抗匹配的情況下可得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。就是說上一級(jí)的輸出阻抗遠(yuǎn)小于輸入阻 抗，這種假設(shè)在一兩個(gè)數(shù)量級(jí)內(nèi)是準(zhǔn)確的。解 方程 EQ.1、EQ.2、EQ.3 得 EQ.4、EQ.5，這兩 個(gè)方程就是反饋系統(tǒng)的方程。=lEQ. 1(BQ. 2E =(EQ ,

3、3)VQfVi - A/(1 + Ap)(ED 4)E.V|= 1/1 + A|jII ”h VOaPFIGURE 1. FEEDBACK SYSTEM BLOCK DIAGRAM開環(huán)增益A 一般由像運(yùn)放這樣的有源器件決 定，反饋系數(shù)B通常只包含無源器件。由于開 環(huán)增益 A接近與無窮，AB遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于1,忽略EQ.4分母上的1則得EQ.6.1/p fwAp R 1tEQ 6)Vo/Vi稱作閉環(huán)增益。由于EQ.6不包含直接增益A，所以閉環(huán)增益與獨(dú)立與放大器的參數(shù)(A)無關(guān)，這是反饋電路的主要優(yōu)點(diǎn)。方程EQ.4可用于分析反饋電路的穩(wěn)定性，幾 乎所有這類電路都可以化簡為上述框圖形式。易知反饋是否穩(wěn)定取決

4、與分母是否為0.1+Ap = 0(EQ. 7)Afl =-1 = 111 MSP(EQ. 8)由EQ.4、EQ.8當(dāng)環(huán)路增益 A B模為1,且相位 為-180度是方程EQ.4左邊由于分母為零，變 得沒有意義。這將導(dǎo)致在該頻率下的震蕩頻率 下震蕩。如果在諧振頻率處環(huán)路增益比一大一 點(diǎn)，有可能由于有源器件的飽和而是環(huán)路增益 變?yōu)?如果環(huán)路增益比1大很多，會(huì)出現(xiàn)非線性失真。防止不穩(wěn)定的情況出現(xiàn)是反饋電路設(shè)計(jì)的基本原則。一個(gè)好的開始是找一種簡單的計(jì)算方法。Figure2表明環(huán)路增益可以在輸出開路、 輸入短 路時(shí)，在如圖所示的地方斷開測量在輸入Vti是輸出Vto計(jì)算環(huán)路增益。FIGURE2 SLOCK

5、LHAGRAM FOR COMPUTING THE LOOPGAIN(EQ. 5.FISURE 4. BLOCK DIAGRAM FOR 3TAEI LI TY ANALYSIS器輸入輸出的影響。在 X處把環(huán)路斷開，接入 測試信號(hào)Vti，然后計(jì)算輸出信號(hào) VT。，得出穩(wěn) 態(tài)方程。為計(jì)算方便把電路圖重畫到 Figure5， 可以看到輸出緩沖和其等效輸出阻抗沒有畫 出，這是因?yàn)樗麄兊挠绊懣梢院雎圆挥?jì)。雖然 輸入緩沖器也畫出了，由于前面體到的原因， 分析時(shí)并未考慮器增益誤差。穩(wěn)性定方程CFA模型如Figure3所示。同相輸入端接入輸 入緩沖器，所以他的輸入阻抗非常大。反相輸 入端為緩沖器的輸出端，Z

6、b是緩沖器的輸出阻 抗，通常非常小，一般小于50歐。由于現(xiàn)代集成電路工藝的發(fā)展，緩沖器的增益Gb非常接近于1,但是總是小于1.這使Gb的影響遠(yuǎn) 遠(yuǎn)小于跨阻Z，可以忽略不計(jì)。輸出緩沖器輸出阻抗必須比較小。他的增益Gout也為1，基于同樣的原因其增益誤差也可 以忽略。沒有容性負(fù)載時(shí)輸出阻抗ZoUT也可以忽略，除非要求在驅(qū)動(dòng)小負(fù)載而且要求較高的 直流精度。FIGURE 5. CIRCUIT DIKG尺AM FOR STABILITY ANALYSEFigure5的電路方程如下：VT(二 I2(ZF*ZG|ZB)EQ.iavro - hZ(EQ.11比-片上&日二MEdIS)由EQ.10和EQ.12聯(lián)

7、立得：VT(= 1,-ZpznZg. 1 + z&fzei= Rf “2評(píng)fIIE)eq. 13)EQ.11除以EQ.13得穩(wěn)定性方程：Ap = VTOXVT| =助疋沖 +% 迄(EQ. 14i下面先介紹同相和反相輸入模型及穩(wěn)定性方 程，然后同時(shí)討論同相和反相輸入時(shí)的穩(wěn)定性 方程。可由Figure4建立同相和反相時(shí)的穩(wěn)態(tài)方程。 穩(wěn)定性是環(huán)路增益 A B的一個(gè)屬性，不受放大FIGURE 6. NON-INVERTING CWCUIT DIAGRAM有 Figure6 得：I =-(VqlTT Vx)Zf(EQ. 15)Vx = V|N-IZb(EC. 1S)Volt =(EQ. 17)U= 1

8、VIN-VK,. X-VOUT,Z0 = _VXIZ - Vout有上述方程聯(lián)立得如EQ.4形式的方程:z呱T_G ZE屛入忙祁ZF(1+ZR 2f | ZQ|同相輸入框圖如Figure9所示5召一FIGURE 9. IN VERTUG BLOC KIM AG R A M(EQ. 19)(EQ 20)I EQ. 21)有上述方程聯(lián)立得如EQ.4形式的方程：(EQ. 18)穩(wěn)定性反相輸入時(shí)模型和方程FIGURE 10. SArPE BODE PLOT同相輸入框圖如Figure7所示叫用*卞1卜1Zf 11 + Zp-Zp lZt-JI隔IugFIGURE 7. BLOCK DIAGRAM OF

9、THE NONIMVERTING CFAEQ.8是測試穩(wěn)定與否的標(biāo)準(zhǔn)條件，但是也有其 他的方法判斷電路的穩(wěn)定。本文用的是波特圖 的方法，就是在對(duì)數(shù)坐標(biāo)系中畫出環(huán)路增益。“ Feedback, Op Amps and Compensation ” 中簡單 的介紹了波特圖。在圖中幅頻特性和相頻特性 用對(duì)數(shù)坐標(biāo)畫出，假如環(huán)路增益降到 OdB在相 差到達(dá)180度之前，則電路是穩(wěn)定的，在實(shí)際 應(yīng)用中相移應(yīng)該小于140度，即留有40度的_LFIGURE G IMVERTIMG CIRCUIT DIAGRAh1如圖所示，直流增益為20dB，即放大倍數(shù)為10. -3dB拐點(diǎn)在3 =1/RC處，此時(shí)相移為-45

10、度。相位裕度以獲得更好的性能。一個(gè)波特圖的示 例如Figure10所示。(eQ. 25)(EQ. 26)(EQ. 27)這種電路不可能不穩(wěn)定因?yàn)樽畲笙嘁浦挥?0度。在希望或不希望的情況下，CFA常常震蕩，因此在環(huán)路中至少有 2個(gè)極點(diǎn)。事實(shí)上，在環(huán)路 傳遞函數(shù)中通常有多個(gè)極點(diǎn)，但是基于下面兩 個(gè)原因通常只選兩個(gè)代表性的極點(diǎn)計(jì)算。一是 兩個(gè)極點(diǎn)就可以很好的描述實(shí)際的電路，二是 兩個(gè)極點(diǎn)運(yùn)算比較簡單且容易理解。EQ.14為CFA的穩(wěn)定性方程，轉(zhuǎn)換為 dB有:20LOG 剛=20LOGIZ/ 奪門+冷知氐I(EQ. 23：.0 =1ANGENT-1Z1+Z0/Zf|ZcH)(EQ. 24|穩(wěn)定性的判斷

11、方法是畫出其波特圖。穩(wěn)態(tài)方程 中 20log|A 3 可以寫為 20log (x/y) =20logx -20logy的形式。于是EQ.23的分子分母就可以分開來處理，然后在波特圖中相加。這樣做是 為了單獨(dú)處理不同的變量，便于分析他單獨(dú)的 影響。Figurell畫出了 EQ.23和EQ.24的波特 圖其中( )COMPOSITE CURVE2CLOGIJAGURE 11 CFATKANSIMPEDANCE PLOTaop】習(xí)己十孟LU畫 UOWE假如20log|ZF+ZB/ZF|ZG|等于OdB電路將振蕩， 因?yàn)榇藭r(shí)相差以到達(dá)-180度在20log|Z|降到0 之前。由于 20log|ZF+Z

12、B/ZF|ZG|=61.1dB,把 20log|Z|向下平移61.1dB ,到最大為58.9dB處， 電路是穩(wěn)定的，因?yàn)榇藭r(shí)OdB處相移為-120度 或是說有60度的相位裕度。若 Zb=0歐姆， Zf=Rf,即A 3 = Z/Rf,在這種特殊情況下，穩(wěn) 定性取決于Z和Rf,而且Rf總可以取適當(dāng)?shù)?值使電路穩(wěn)定。推論一：Zf(1+Zb/Zf|Zg)是影響穩(wěn)定性的主要因素。其中反饋電阻是影響穩(wěn) 定性的最主要因素。選擇合適的Rf可以在帶寬 與增益峰值之間選擇；60度相位裕度相當(dāng)于約 10%或0.83dB的過沖。推論二：由于輸入緩沖 的輸出阻抗Zb相對(duì)于反饋電阻較小，而且還要 乘以1/zf|Zg,所以

13、Zb的對(duì)穩(wěn)定性的影響較小。重寫 EQ.14 為 A 3 = Z/(Zf+Zb(1+Rf/Rg)得推 論三：閉環(huán)增益對(duì)穩(wěn)定性影響較小，這是因?yàn)?其要乘以相對(duì)于Zf較小的Zb。由于推論三許 多人認(rèn)為電流反饋型運(yùn)放的閉環(huán)增益與帶寬 無關(guān)，但是上述觀點(diǎn)成立與否取決于Zb和Zf的相對(duì)取值。電流反饋型運(yùn)放以閉環(huán) Gcl增益為1為特點(diǎn)。 閉環(huán)增益增加電路更加穩(wěn)定，而且適當(dāng)降低Zf可獲得部分帶寬。設(shè) A 3 1、A 3 n分別為閉環(huán) 路增益為1、N時(shí)的環(huán)路增益，令A(yù) 3 1=A 3 N ; 這使穩(wěn)定性不變。EQ.14重寫為EQ.25并得出EQ.27 :z=疋環(huán) 1 +* Ef N + LNZFh| = ZF1

14、 4 GCL1 - GCLN對(duì)于HA5020在閉環(huán)增益為1時(shí)，假設(shè)Z = 6M 歐、ZF1=1k歐、Zb=75歐則得 Zf2=925歐姆。 然而實(shí)驗(yàn)表明Zf2=681歐時(shí)有最好的效果，計(jì) 算與實(shí)際產(chǎn)生差異的原因在于Zb的值與頻率有關(guān)，并且這會(huì)在傳遞函數(shù)中引入一個(gè)零點(diǎn)， 對(duì)電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生較大影響。Zb與頻率的關(guān)系如下：在低頻時(shí) hiB=50 歐、Rb/( 3 0+1)=25 歐得 Zb =75 歐，但是在高頻時(shí) Zb由EQ.28決定。因?yàn)樵贜PN和PNP晶體管中3 0和3 t，導(dǎo)致計(jì)算復(fù) 雜，且與輸出電壓的極性有關(guān)。在 Figure12和Figure13中畫出了 HA5020的跨阻Z和Zb。由

15、 圖中可以看出 Z在20MHz時(shí)開始下降，說明 在此處有一個(gè)零點(diǎn)。Zb在65MHz處也有一個(gè)零點(diǎn)。兩條曲線是相關(guān)的，得到他們的精確的 數(shù)學(xué)關(guān)系式是困難的，所以為了獲得最好的性 能需要大量的實(shí)驗(yàn)。有了 EQ.27就有了設(shè)計(jì)電路好的出發(fā)點(diǎn)，但是 寄生參數(shù)還有各個(gè)參數(shù)的相互影響會(huì)使電路 性能下降。經(jīng)過理論分析之后，必須仔細(xì)考慮 布線以獲得最佳的電路性能。然后需要小心的 測試是否滿足要求，更重要的是測試是不是有 設(shè)計(jì)中沒有考慮到的因素。0.0010.11WFflEQUiENeY-才uillz口ucp 山o二zUJQK-tu山 dEt*jz-LLU蚤二 dFIGURE 12 HA6020 TRANS M

16、PEDANCE VI FREQUENCY124B抑*0 GQ WlOflFRtClUEIiCY(MHt)FIGURE 11 HA502O INPUT SUFFER OUTPUT RESISTANCE 囪 FREQUENCY3二r?_性能分析Tablel表明電流型運(yùn)放和電壓型運(yùn)放的閉環(huán)增 益是相同的，但是直接增益和環(huán)路增益卻有相 當(dāng)大的差別。電壓型運(yùn)放環(huán)路增益包含Zf億i（Zi相當(dāng)于Zg）。由于閉環(huán)增益和環(huán)路增益包含相 同的部分，所以他們不是相互獨(dú)立的。環(huán)路增 益方程包含放大器增益a,所以閉環(huán)增益也是 a的一個(gè)函數(shù)。因?yàn)榉糯笃鞯脑鲆骐S頻率的增大 而增大，所以直接增益會(huì)隨頻率的上升而降 低，直到在

17、他等于閉環(huán)增益。在單極點(diǎn)系統(tǒng)中 這個(gè)交叉點(diǎn)總是出現(xiàn)在-20dB/10倍程的衰減上。這就是電壓型運(yùn)放的帶寬增益積為常數(shù)的 原因。TABLE 1 SUMMARY QF OF A|7P EQUATIONSCiRCUrT COM FIG U RATI OMCURRENT FEEDBACK AMPLIFIERVOLTAGE FEEDBACK AMPUlFfERNOM INVERTINGDirect 仙 inA1 + 心iZpd * Zbf IIq)aZ/ZH1 * Zs/ZfIIZg)E3Zq.i(Zg +Closedl Loop Gain1 + Z/Zg1也心INVEFTTINGDi 耐 Gsinz2

18、5(1*1120)應(yīng)區(qū)r 4 Aj)L網(wǎng) Oah*鬲耳1氏）Clfid Loop Gain哥憶6電流型運(yùn)放的跨阻也是頻率的函數(shù)，他也出現(xiàn) 在環(huán)路增益和閉環(huán)增益方程EQ.18、EQ.22中。增益設(shè)定阻抗Zf和Zg之比沒有出現(xiàn)在環(huán)路增 益中，除非考慮更高數(shù)量級(jí)的近似時(shí)Zb的影響，所以Zf可以隨意調(diào)整以得到更高的帶寬。 這就是電流型運(yùn)放帶寬與增益相對(duì)獨(dú)立的原 因。當(dāng)Zb成為影響環(huán)路增益的一個(gè)重要部分時(shí) 電流型運(yùn)放的帶寬增益積也為常數(shù)。把EQ.5寫為EQ.29可以看出信號(hào)等效到輸入 端的誤差是任何反饋系統(tǒng)環(huán)路增益的函數(shù)。當(dāng) 電壓型運(yùn)放在閉環(huán)增益為 +1時(shí)，環(huán)路增益A 3 =a。像HA2841這樣直流增

19、益為50000的運(yùn)放 很普通，所以器直流增益精度為 1/50000=0.002%。一個(gè)好的電流型運(yùn)放跨阻 Z=6M歐，Zf = 1k歐，所以其直流精度只有 1075/6M=0.02%。電流型運(yùn)放常常犧牲直流精 度換取穩(wěn)定。直流精度是 OP放大器可以獲得的最好精度， 因?yàn)殡S著頻率的上升，增益 a或是跨阻Z都會(huì) 降低。電壓型運(yùn)放的帶寬增益積為常數(shù)所以當(dāng) 頻率增長當(dāng)某個(gè)值時(shí)其直接增益開始降低，然 后電流型運(yùn)放也會(huì)損失增益。于是電壓型運(yùn)放 和電流型運(yùn)放幅頻特性曲線存在一個(gè)交點(diǎn)，在 此處他們的交流精度相同。當(dāng)超過這個(gè)頻率時(shí) 電流型運(yùn)放的精度好于電壓型。電壓型運(yùn)放的輸入級(jí)為差分晶體管，這使減小 偏流的影響

20、變得非常簡單，所以只有失調(diào)電流 的影響?，F(xiàn)在最受推崇的方法是在同相端插入 一個(gè)阻值等于反饋電阻和輸入電阻并聯(lián)的電 阻，使偏流轉(zhuǎn)換為共模電壓。電壓型運(yùn)放有很 好的共模抑制比，所以偏流的影響可以消除。而電流型運(yùn)放的輸入端一個(gè)為晶體管的基極 而另一端輸出阻抗低。這解釋了為什么輸入電 流不能抵消以及同相端輸入阻抗高而反相端 輸入阻抗低。某些電流型運(yùn)放向 HFA1120有調(diào) 整失調(diào)電流的管腳。新一代的電流型運(yùn)放正在 尋找提高直流精度的方法。輸入電容在反相輸入端對(duì)地加一個(gè)電容，則阻抗 Zg變 為 Rg/(sRgCg+1)，EQ.14 重寫為 EQ.30，然后 代入Zg的EQ.31。可見在環(huán)路增益中又會(huì)引入

21、 一個(gè)新的極點(diǎn)：如果它離Z的極點(diǎn)很近就有可 能引起震蕩。由于Zb非常小所以極點(diǎn)在比較高 的頻率，當(dāng)Cg變大時(shí)極點(diǎn)將會(huì)移向Z的極點(diǎn)， 電路可能變得不穩(wěn)定。Aji=- Zg)4 EQ. 30假如 Zb=Rb，Zf=Rf，Zg=Rg|Cg，方程 EQ.30 變?yōu)椋篈P吟 1 -如片I%札 1氣1% - 11(EQ，31反饋電容在反饋電阻上并聯(lián)一個(gè)反饋電容，則電流型運(yùn)放包含反饋電容時(shí)的環(huán)路增益如 Figure14所示。復(fù)合曲線到達(dá)OdB時(shí)斜率為-40dB/10倍程。于是就有足夠的時(shí)間積累相位 差，它將變得不穩(wěn)定。如果新的極點(diǎn)出現(xiàn)在比 Z的極點(diǎn)頻率高出很多的位置，貝UZ的極點(diǎn)起主要作用，有可能是電路穩(wěn)定

22、。但是在這種情 況下Cf非常小才能使電路穩(wěn)定。在實(shí)際中只要 電容足夠大，幾乎任何反饋電容都會(huì)使電路振 蕩。在有些情況下，零點(diǎn)恰好出現(xiàn)在A B曲線的OdB處，在這種情況下會(huì)使相位差減小，抵 消極點(diǎn)對(duì)相位差的影響。這樣電路更加穩(wěn)定， 極點(diǎn)將出現(xiàn)在曲線經(jīng)過 0dB之后。計(jì)算Cg和Cf在同時(shí)考慮輸入電容和反饋電容(連接方式同上兩節(jié))時(shí)的方程EQ.33 :_Z(Rff5+1)呻=申th匹押i陽朿麗諏&辛7奇r fEQ-331可見加入零點(diǎn)和極點(diǎn)相消，電路的交流特性將 取決于z,此時(shí)需要滿足：1RFCF5 + 1)=舊創(chuàng)坯腹出貯 f + hEQ.34)匚涉屮日亦只時(shí)(EQr 35)EQ.35為EQ.34化簡

23、得到的。雖然Rb與頻率有 關(guān)，電容的選取非常的不容易，但是經(jīng)過精心 的調(diào)整，這確實(shí)有用。根據(jù)墨菲定律，任何不 穩(wěn)定都會(huì)導(dǎo)致震蕩，所以最好減小電容的值。Zf=Rf/(sRfCf+1)。把 Zf 代入 EQ.30，得 EQ.32 :Zi HFCFs + 1總結(jié)得到的環(huán)路增益有一個(gè)新的零點(diǎn)和極點(diǎn)，于是 電路是否震蕩取決于極點(diǎn)相對(duì)于零點(diǎn)的位置。FIGURE M. EFFECT OF CF OlM STAQlUTVO電流型運(yùn)放不像電壓型運(yùn)放那樣帶寬增益積 為常數(shù)，所以反饋電阻可以隨意調(diào)整使得電路 在給定增益的條件下獲得最好的性能。電流型 運(yùn)放的穩(wěn)定性主要決定于反饋電阻，所以需要 確定增益后根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)上

24、給出的值選用。減 小Rf雖然可能引起振蕩，但是可使帶寬增加， 增益Rf有相反的效果。在電流型運(yùn)放中Rf的選取非常的嚴(yán)格，根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)上給出的值選 用，并且精心的測試與調(diào)整是一個(gè)良好的開 始。Zf越小帶寬越大，但是穩(wěn)定性越不好，此 時(shí)在反饋電阻上加一個(gè)二極管或是電容會(huì)引 起電流型運(yùn)放的振蕩。在設(shè)計(jì)電流型運(yùn)放電路是實(shí)驗(yàn)是不能少的，因 為許多性能都來自于電路設(shè)計(jì)。制造商的推薦 電路可使設(shè)計(jì)簡化。Intesil樂意好的設(shè)計(jì)電 路，已經(jīng)能夠提供評(píng)估板?？梢宰鳛樵O(shè)計(jì)參考，使用時(shí)注意地平面還有接地技術(shù)。這些電路沒 有好的接地技術(shù)可能因?yàn)檎袷幎荒芄ぷ?。?的接地技術(shù)就是好的去耦方法。在IC管腳上需要去耦并且最好使用貼片元件去耦，否則可 能引起難以預(yù)測的現(xiàn)象。文中已經(jīng)給出了一些有用的公式可以作為設(shè) 計(jì)工具，但是要注意公式的使用條件。文中的 假設(shè)可以用于一般的電流型運(yùn)放