JH5007指導書(new第二部分)

1、實驗五集電極調(diào)幅與二極管包絡檢波一、實驗目的1、進一步加深對集電極調(diào)幅和二極管大信號檢波工作原理的理解;2、掌握動態(tài)調(diào)幅特性的測試方法；3、 掌握利用示波器測量調(diào)幅系數(shù)ma的方法；4、觀察檢波器電路參數(shù)對輸出信號失真的影響。二、實驗儀器1、 40MHz雙蹤模擬示波器一臺2、 BT-3頻率特性測試儀（可選）一臺3、 萬用表一臺三、實驗原理與線路1、原理1.1集電極調(diào)幅的工作原理集電極調(diào)幅是利用低頻調(diào)制電壓去控制晶體管的集電極電壓，通過集電極電壓的變化，使集電極高頻電流的基波分量隨調(diào)制電壓的變化，從而實現(xiàn)調(diào)幅。集電極調(diào)幅利用了丙類 放大器集電極調(diào)制特性，集電極調(diào)制特性可用圖 5.1表示。在過壓區(qū)域

2、，輸出電壓幅度Ucm與Ec成正比。正是利用這一特點，可以通過控制Ec的變化，實現(xiàn)電壓、電流、功率的相應變化，實現(xiàn)集電極調(diào)幅。圖5.1丙類放大器集電極調(diào)制特性集電極調(diào)制電路中，晶體管應該始終工作在過壓狀態(tài)。 把調(diào)制信號U©與直流電壓Eco 串聯(lián)，使晶體管的集電極直流電壓變成為 Ec=Eco+U Q。通過Ec的變化，控制Ico、Iclm變 化，從而實現(xiàn)調(diào)制，1.2二極管包絡檢波的工作原理圖5.2二極管峰值包絡檢波器包絡檢波方法是將單極性信號通過電阻和電容組成的惰性網(wǎng)絡，取出單極性信號的峰值信息，這種包絡檢波器叫峰值包絡檢波器。最常用的是二極管峰值包絡檢波器，如圖5.2(a)所示。圖中輸入

3、信號 us為AM調(diào)幅波，RC并聯(lián)網(wǎng)絡兩端的電壓為輸出電壓u。，二極管VD兩端的電壓Ud=Us-U。當Ud>0時，二極管導通，信源 Us通過二極管對電容 C充電，充 電的時常數(shù)約等于 RdC。由于二極管導通電阻Rd很小，因此電容上的電壓迅速達到信源電壓Us的幅值。當ud<0時，二極管截止，電容 c通過電阻R放電。若選取 RC的數(shù)值滿 足1 1RC ,RCc即電容放電的時間常數(shù) RC遠大于載波周期 Tc,而遠小于調(diào)制信號周期T。那么，電容C兩端的電壓變化速率將遠大于包絡變化的速率，而遠小于高頻載波變化的速率。因此，二極管截止期間，uo不會跟隨載波變化，而是緩慢地按指數(shù)規(guī)律下降。 當下降

4、到重新出現(xiàn) ud>0 時，二極管又導通，電容又被充電到us的幅值；當再次現(xiàn)出 uD<0時，二極管再截止，電容再通過電阻放電。如此充電、放電反復進行，在電容兩端就可得到一個接近輸入信號峰 值的低頻信號，再經(jīng)過濾波平滑，去掉疊加在上面的高頻紋波，得到的就是調(diào)制信號。充 放電過程如圖 5.2(b)所示。如電路設計不合理，峰值包絡檢波器會產(chǎn)生惰性失真和負峰切 割失真：(1)惰性失真：為了提高電壓傳輸系數(shù)和減少檢波特性的非線性引起的失真，必須加大電阻R。而電阻R越大，時間常數(shù) RC越大，在二極管截止期間電容的放電速率越小。當電容器的放電速率低于輸入電壓包絡的變化速率時，電容器上的電壓就不再能

5、跟隨包絡的變化，從而出現(xiàn)失真，如圖5.3所示。在時間t1和t2間出現(xiàn)信號失真。圖5.3惰性失真(2)負峰切割失真：檢波器與下級電路級聯(lián)工作時，往往下級只取用檢波器輸出的交流電壓，因此在檢波器的輸出端串接隔直流電容Cc,如圖5.4所示。當負載網(wǎng)絡兩端的電壓uab沁Um0(1+maCOSQ t)時，相應的輸出電流lDo=l0+l1C0SQ t其中U m0U m0maU m0maU m00 Zl(0)r ,I 1Zl()R/ RZl(0)和Zl(Q )分別為下級電路的直流電阻和交流電阻。因此，如果aUm。Zl( ) ZL(0)Zl( )RlZl(0)Rlr就有可能出現(xiàn)Ii>i0的情況。B+us

6、+Uo圖5.4二極管峰值包絡檢波這種情況一旦出現(xiàn)，在 COSQ t的負半周就會導致lDo<0。在lDo<0的范圍內(nèi)，二極管截止, 負載網(wǎng)絡兩端的電壓不可能跟隨輸入電壓包絡的變化，從而產(chǎn)生失真。這種失真由于出現(xiàn) 在輸出電壓的負半周，所以叫負峰切割失真，也叫底部失真，如圖5.5所示。圖5.5負峰切割失真2、實驗線路本實驗的原理電路圖如5.6所示。圖5.6實驗電原理圖圖中Q62為驅(qū)動管，Q61為調(diào)幅晶體管。晶體管Q62工作于甲類，Q61工作于丙類，10.7MHz載波信號由高頻信號源從TPI61輸入，CC62、C613與T63組成的調(diào)諧電路及CC61、C63與T61組成的調(diào)諧電路調(diào)諧在 1

7、0.7MHz載波頻率上。調(diào)制信號從 TPI63處輸 入，D61為檢波二極管，R63、R64、R65為檢波器的直流負載， C66、R63、C67組成低通 濾波器，C610為耦合電容，R67、R66、R610為下級輸入電阻。三、實驗內(nèi)容1、調(diào)整集電極調(diào)幅的工作狀態(tài)。按下K61，調(diào) W61使Q61的靜態(tài)工作點為 UEQ = 1.2V （即R612旁焊盤的電壓）。用頻率特性測試儀測試電路，調(diào)節(jié)T63、T61的磁芯及可調(diào)電容 CC61、CC62分別使C63與T61及C613與T63初級線圈形成的調(diào)諧回路諧振在10.7MHz處（如果沒有頻率特性測試儀，則這一步略過； 磁芯易碎，調(diào)節(jié)時應小心 ）。2、 從T

8、PI61處注入10.7MHz的載波信號（大小為 Vp-p=250mV左右，此信號由高頻信 號源提供。為了更好的得到調(diào)幅波信號，在實驗過程中應微調(diào)10.7MHz信號的大?。?，在 TPO61處用示波器觀察輸出波形， 調(diào)節(jié)T63、T61的磁芯及可調(diào)電容 CC61、CC62，使TPO61 處輸出信號最大且不失真。3、測試動態(tài)調(diào)制特性用示波器從 Q61發(fā)射極測試輸出電流波形（測試點為TPO63）,改變從TPI61處輸入信號的大小（即調(diào) WF1，信號幅度從小到大），直到觀察到電流波形頂點有下凹現(xiàn)象為止， 此時，Q61工作于過壓狀態(tài)，保持輸入信號不變，從TPI63處輸入1KHz的調(diào)制信號（調(diào)制信號由低頻信號

9、源提供），調(diào)制信號的幅度由 0V開始增加（信號最大時為Vp-p=5V ）。此時用示波器在TPO61處可以看到調(diào)幅信號（如圖 5.6）。改變調(diào)制信號大小，由式A Bma 100%計算出不同Vq的時的調(diào)幅系數(shù) ma,填入下表。A BV q (v)0.5123ma圖5.6調(diào)幅系數(shù)測量4、觀察檢波器的輸出波形從TPO62用示波器觀察檢波器輸出波形，分別連接J62、J63、J64、J65,在TPO62處觀察輸出波形。1） 觀察檢波器不失真波形（參考連接為J62、J65，可以相應的變動）。2） 觀察檢波器輸出波形與調(diào)幅系數(shù)ma的關(guān)系。3）在檢波器輸出波形不失真的基礎上，改變直流負載，觀察“負峰切割失真”

10、現(xiàn)象，若不明顯，可加大 ma （參考連接為J63、J65,可以相應的變動）。4）在檢波器輸出不失真的基礎上，連接下一級輸入電阻，觀察“負峰切割失真” 現(xiàn)象（參考連接為 J62、J64,可以相應的變動）。四、實驗報告內(nèi)容1、整理實驗所得數(shù)據(jù)。2、畫出不失真和各種失真的調(diào)幅波波形。3、畫出當參數(shù)不同時，各種檢波器的輸出波形。實驗六變?nèi)荻O管調(diào)頻一、實驗目的1、掌握變?nèi)荻O管調(diào)頻的工作原理2、學會測量變?nèi)荻O管的 CjV特性曲線；3、學會測量調(diào)頻信號的頻偏及調(diào)制靈敏度。二、實驗儀器1、40MHz雙蹤模擬示波器一臺2、頻譜儀(選項)一臺3、萬用表一臺三、實驗原理與線路1、實驗原理1.1變?nèi)荻O管調(diào)頻原

11、理所謂調(diào)頻，就是用調(diào)制信號去控制載波(高頻振蕩)的瞬時頻率，使其按調(diào)制信息的規(guī)律變化。設調(diào)制信號：Vq (t)=V q mCOSQ t載波Vc(t)=v CmCOS(3 ct+ 0 )。根據(jù)定義，調(diào)頻時載波的瞬時頻率隨調(diào)制信號線性變化，載波頻率的變化為Aw (t)=kfvQ (t)=kfV Q mCOSQ t= Aw mCOSQ t調(diào)頻信號的表示可以寫成VFM(t)=V m0COS(w Ct+mfsinQ t+ 0 0)式中：3= KfVQ是調(diào)頻波瞬時頻率的最大偏移，簡稱頻偏，它與調(diào)制信號的振幅成正比。比例常數(shù)Kf亦稱調(diào)制靈敏度，代表單位調(diào)制電壓所產(chǎn)生的頻偏。mf= KfVQ/ Q=w / Q

12、 = f / F稱為調(diào)頻指數(shù)，是調(diào)頻瞬時相位的最大偏移，它的大小反映了調(diào)制深度。II C11nZ嚴Vo 二Cn卜=C2圖6.1變?nèi)荻O管調(diào)頻原理產(chǎn)生調(diào)頻信號最常用的方法是利用變?nèi)荻O管的特性直接產(chǎn)生調(diào)頻波，其原理電路如圖6.1所示。由于變?nèi)荻O管 Cj的電容值隨外加電壓 vq的變化而變化，因此振蕩器輸出 信號V。的頻率也隨著 vq的幅值變化，實現(xiàn)調(diào)頻。變?nèi)荻O管Cj通過耦合電容 Ci并接在LCn回路的兩端，形成振蕩回路總電容的一部分。如Ci取值較大，振蕩回路的總電容C=CN+Cj振蕩頻率為：f 112 .LC 2 L（Cn C）加在變?nèi)荻O管上的反向偏壓為：Vr=Vq （直流反偏）+ U q

13、（調(diào)制電壓）+ U 0 （高頻振蕩，可忽略）變?nèi)荻O管利用 PN結(jié)的結(jié)電容制成，在反偏電壓作用下呈現(xiàn)一定的結(jié)電容（勢壘電容），而且這個結(jié)電容能靈敏地隨著反偏電壓在一定范圍內(nèi)變化，其關(guān)系曲線稱Cju R曲線，如圖6.2所示。圖6.2變?nèi)莨芙Y(jié)電容隨外加電壓的變化曲線由圖可見：未加調(diào)制電壓時，直流反偏Vq所對應的結(jié)電容為 Cjq。當反偏增加時，Cj減?。环雌珳p小時，Cj增大，其變化具有一定的非線性，當調(diào)制電壓較小時，近似為工作 在Cju R曲線的線性段，Cj將隨調(diào)制電壓線性變化，當調(diào)制電壓較大時，曲線的非線性 不可忽略，它將給調(diào)頻帶來一定的非線性失真。設未調(diào)制時的載波頻率為 f。，C。為調(diào)制信號為0

14、時的回路總電容，Cm是變?nèi)荻O管結(jié) 電容變化的最大幅值，則C0CnCjQf0 12 丄(Cn CjQ)1頻偏 f (f°/C°)Cm振蕩器振蕩頻率f(t) f0 f(t) f0 f cos t由此可見：振蕩頻率隨調(diào)制電壓線性變化，從而實現(xiàn)了調(diào)頻。其頻偏厶f與回路的中心頻率fo成正比，與結(jié)電容變化的最大值Cm成正比，與回路的總電容 Co成反比。為了減小高頻電壓對變?nèi)荻O管的作用，減小中心頻率的漂移，常將圖6.1中的耦合電容Ci的容量選得較小(與 C同數(shù)量級)，形成部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。對部分 接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路進行理論分析可得到其頻偏公式：' 2 1 2

15、f P2?：(fo/Co)Cm P2 f2式中P C1 /(C1 C jQ )為接入系數(shù)。關(guān)于直流反偏工作點電壓的選取，可由變?nèi)荻O管的Cju R曲線決定。從曲線中可見，對不同的u R值，其曲線得斜率(跨導)Sc= Cj /u各不相同。u R較小時，SC較大, 產(chǎn)生得頻偏也大，但非線性失真嚴重，故調(diào)制電壓不宜過大。反之，uR較大時，SC較小，達不到所需頻偏的要求，所以Vq 般先選在Cju r曲線線性較好，且 Sc較大區(qū)段的中間位置，一般取手冊上給的反偏數(shù)值。本實驗將具體測出實驗電路上的變?nèi)荻O管的Cju r曲線，并由同學們自己選定 Vq值，測量其頻偏 f的大小。1.2變?nèi)荻O管Cju R曲線的

16、測量。設 Cjx為變?nèi)荻O管加不同反偏u RX時的結(jié)電容，其 對應的振蕩頻率為fx；若斷開變?nèi)荻O管，由 CN、L組成的并聯(lián)諧振電路，對應的振蕩頻 率為fN，則它們分別為：fx 1 2 L(Cn Cjx)12丄Cn由上面兩式可求得CjxNfx2 ?C2?CNf 2f 1)?CN(1)fX、fN易測量，只要知道 Cn，就可測得變?nèi)荻O管 Cju R曲線。CN的測試方法如下: 斷開變?nèi)荻O管，將一已知電容Ck并接在回路LCn兩端，此時對應的頻率為 fK，有12. L(Cn ck )根據(jù)fN可得:CN丄?C f 2 f 2 ? CK fN fK1.3調(diào)制靈敏度單位調(diào)制電壓所引起的頻偏稱為調(diào)制靈敏度，

17、以Sf表示，單位為KHz/V，即Sf | f|/u m式中，Um為調(diào)制信號的幅度（峰值）Sf越大，調(diào)制信號的控制作用越強，產(chǎn)生的頻偏越大。1.4實驗線路圖6.3實驗電原理圖使用+12V供電，振蕩器 Q81使用3DG12C，變?nèi)莨苁褂肐T32,Q82為隔離緩沖級。 主要技術(shù)指標：主振頻率 f0=10.7MHz，最大頻偏 fm=± 20KHz本實驗中，由 R82、R82、W81、R83組成變?nèi)荻O管的直流偏壓電路。C83、C84、C812組成變?nèi)荻O管的不同接入系數(shù)。TPI81為調(diào)制信號輸入端，由 L84、C88、C87、C89、C85和振蕩管組成 LC調(diào)制電路。三、實驗內(nèi)容1、LC調(diào)頻

18、電路實驗1）連接J82、J84組成LC調(diào)頻電路。2） 接通電源調(diào)節(jié) W81，在變?nèi)荻O管 D81負端用萬用表測量電壓（即 D81右邊 焊點電位），使變?nèi)荻O管的反向偏壓為2.5V。3）用示波器在TPO82處觀察振蕩波形，調(diào)節(jié) W82使輸出信號幅值最大。用頻率計測頻率，用無感起子調(diào)節(jié)L84，使振蕩頻率為10.7MHz。4）從TPI81處輸入1KHz的正弦信號作為調(diào)制信號（信號由低頻信號源提供，參 考低頻信號源的使用。信號大小由零慢慢增大，用示波器在TPO82處觀察振蕩波形變化，如果有頻譜儀則可以用頻譜儀觀察調(diào)制頻偏），此時能觀測到一條正弦?guī)АＨ绻梅讲ㄕ{(diào)制則在示波器上可看到兩條正弦波，這兩條正弦

19、波之間的相差隨調(diào)制信號大小而變。5）分別接J81、J83重做實驗4。6）（選做）測繪變?nèi)荻O管的CjxVrx曲線。斷開J81、J83,連接J82，斷開TPI81的輸入信號，使電路為 LC自由振蕩狀態(tài)。斷開變?nèi)荻O管 Cj （即斷開J84）用頻率計在TPO82處測量頻率fN斷開Cj，接上已知Ck （即連通J85, Ck= C86 = 10p）,在TPO82處測量頻率fK，由 式（2）計算出Cn值，填入下表中。fNCkfKCn斷開Ck （即斷開J85）,接上變?nèi)荻O管（即連接J84）,調(diào)節(jié) W81，測量不同反偏VRX值時，對應的頻率fx值，代入式（1）計算CjX值，填入下表中。Vrx (伏)0.5

20、11.522.53fx (MHz )Cjx (PF)（4）作 CjX Vrx 曲線。（5）作fXVrx曲線。7）用頻譜儀觀察調(diào)頻信號（應接入變?nèi)荻O管，即連J84,斷開J85），記下不同的v。對應的不同的厶f,計算調(diào)制靈敏度 sff /u m的值。（如果沒有頻譜儀則此項不作要求）。8）觀察頻偏與接入系數(shù)的關(guān)系（此時應斷開J85,連接J84）。在直流偏值電壓相同的情況下，輸入調(diào)制信號相同的情況下，分別接連J81、J83測試所得的頻偏，計算Sf| f|/u m的，驗證 f ' P2 f。 f為7）中所測的值。接入系數(shù)為PC85。C85 CjQ9） 觀察頻偏與直流反偏電壓的關(guān)系（此時應斷開J

21、85,連接J82、J84）。調(diào)節(jié)W81觀察調(diào)頻信號的變化。10） 觀察頻偏與調(diào)制信號頻率的關(guān)系（此時應斷開J85,連接J82、J84）。四、實驗報告內(nèi)容1、整理LC調(diào)頻所測的數(shù)據(jù)，繪出觀察到的波形。2、繪出CjxVrx曲線和LC調(diào)頻電路的fxVrx曲線。3、從fxVrx曲線上求出V ©對應的Kf= f/ V值，與直接測量值進行比較。實驗七集成電路模擬乘法器的應用一、實驗目的1、了解模擬乘法器（MC1496 ）的工作原理，掌握其調(diào)整與特性參數(shù)的測量方法。2、掌握利用乘法器實驗混頻，平衡調(diào)幅，同步檢波，鑒頻等幾種頻率變換電路的原 理及方法。二、實驗儀器1、 40MHz雙蹤示波器一臺2、

22、頻率特性掃頻儀（可選）一臺三、實驗原理及電路1、集成模擬乘法器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)集成模擬乘法器是完成兩個模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調(diào)制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調(diào)制與解調(diào)的過程，均可視為兩個信號相乘或包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現(xiàn)上述功能比采用分立器件如二極管和三極管要簡單的多。集成模擬乘法器的常見產(chǎn)品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。下面介紹 MC1496集成模擬乘法器。1）MC1496的結(jié)構(gòu)INxRereINxBIOU T1234567'XFC1596MC141413121110

23、908OU TINyINy圖7.1MC1496的內(nèi)部電路及引腳圖MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器。其內(nèi)部電路圖和引腳圖如圖7.1（a） （b）所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，V5、V6組成的單差分放大器用以激勵V1V4。V7、V8及其偏置電路組成差分放大器V5、V6的恒流源。引腳8與10接輸入電壓UX, 1與4接另一輸入電壓 Uy,輸出電壓U0從引腳6與12輸出。引腳2與3外接電阻Re，對差分 放大器V5、V6產(chǎn)生串聯(lián)電流負反饋， 以擴展輸入電壓 Uy的線性動態(tài)范圍。弓I腳14為負電 源端（雙電源供電時）或接地端（單電源供電時），引腳5外接電阻R5。用來調(diào)節(jié)偏置電流15及

24、鏡像電流I0的值。MC1496可以采用單電源供電，也可以采用雙電源供電，器件的靜態(tài)工作點由外接元 件確定，靜態(tài)偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集一基極間 的電壓應大于或等于 2V,小于或等于最大允許工作電壓。一般情況下，晶體管的基極電流很小，對于圖7.1 （a）,三對差分放大器的基極電流18、|10、|1和I4可以忽略不計，因此器件的靜態(tài)偏置電流主要由恒流源的值確定。當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通過一電阻R5接正電源（+Ucc的典型值為+12V）,由于I0是I5的鏡像電流，所以改變電阻 R5可以調(diào)節(jié)I0的大小，即卩UCC 0-7V5R5500當器件為雙電源工

25、作時，引腳14接負電源-Uee（般接-8V） , 5腳通過一電阻R5接地,因此，改變R5也可以調(diào)節(jié)I0的大小，即II.uee| 0.7VI 0I 5R5500根據(jù)MC1496的性能參數(shù)，器件的靜態(tài)電流小于4mA，般取1。= |5= 1mA左右。2、基本工作原理設輸入信號Ux= Uxm COSWxt , Uy = Uym COSWyt，則MC1496乘法器的輸出U0與引腳2與3間 的反饋電阻Re及輸入信號Ux、Uy的幅值有關(guān)：2Rl . UxU0UythRe2Ut當Ux為小信號（Uxm<2UT ）時，輸出電壓 U0可表示為 ux為小信號時，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號U0中只

26、包含兩個輸入信號的和 頻與差額。U0RlReUtUxUy當Ux為大信號（Uxm>2UT ）時，輸出電壓可近似表示為2RlU0Uyk2( xt)其中k2（ xt）是雙向開關(guān)函數(shù)。上式表明，Ux為大信號時，輸出電壓 U0與輸入信號Ux無 關(guān)。3、集成模擬乘法器的應用舉例1) 振幅調(diào)制振幅調(diào)制是使載波信號的幅值正比于調(diào)制信號的瞬時值的變換過程。通常載波信號為 高頻信號，調(diào)制信號為低頻信號。設載波信號的表達式為 比=Ucm COSWct，調(diào)制信號的表達式為 Uc(t) = Uu© m COS Q t，則 普通(AM)調(diào)幅信號的表達式U0 ( t)= ucm (1+maCOSQ t) C

27、OSWct式中，ma調(diào)幅系數(shù)， ma= UQ m / ucm。由式可見AM調(diào)幅波包含載波分量和上下邊頻。由于載波分量不含調(diào)制信號信息量， 但在AM信號中卻占有很大比重，因此AM信號傳輸效率較低，稱這種調(diào)制為有載波調(diào)制。為提高信息傳輸效率，廣泛采用雙邊帶的雙邊帶(DSB)或單邊帶(SSB)振幅調(diào)制。雙邊帶調(diào)幅波的表達式為u0 ( t)= ucm maCOS Q t COSWct與AM信號相比，不含載波分量。單邊帶調(diào)幅波(SSB)的表達式為u0 ( t)= ucm maCOS ( Wc±Q) t 與DSB相比，僅發(fā)送一個邊頻，因此帶寬將少一半。圖7.2乘法器混頻和幅度調(diào)制電原理圖MC14

28、96構(gòu)成的振幅調(diào)制器電路如圖7.2所示。斷開J12、J13、J15、J19、J110連接好J11、J14、J16、J17、J18,組成由MC1496構(gòu)成的平衡調(diào)幅電路。其中載波信號Uc經(jīng)高頻耦合電容C14從ux端輸入，C15為高頻旁路電容，使8腳接地。調(diào)制信號U q經(jīng)低頻耦合電容 C11 從uy端輸入，C16為低頻旁路電容，使4腳接地。調(diào)幅信號 U0從12腳單端輸出，器件采用雙電源供電方式，所以 5腳的偏置電阻R113接地，腳2與3間接入負反饋電阻R112,以擴展調(diào)制信號的U©的線性動態(tài)范圍，R112增大，線性范圍增大但乘法器的增益隨之減少。電阻Rl8、R19、R111及R114為器

29、件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內(nèi)部的各個晶體管工作在放大狀態(tài)。對于圖7.2所示電路參數(shù)，測量器件的靜態(tài)( Uc= 0, Uq= 0)偏置電壓為6V 6V 0V 0V 8.6V8.6V-0.7V-0.7V-6.8VR14、R17與電位器 W11組成平衡調(diào)節(jié)電路，改變W11可以使乘法器實現(xiàn)雙邊帶的振幅調(diào)制(DSB調(diào)制)或有載波的振幅調(diào)制(AM調(diào)制)。電路操作過程如下：(1)雙邊帶(DSB )振幅調(diào)制Ux端輸入載波信號 Uc(t)，其頻率fc= 10.7MHz，峰峰值 UCP-P= 40mV。Uy端輸入調(diào) 制信號U q (t),其頻率f q= 1KHz，先使峰峰值 U qp-p=0,調(diào)節(jié)W11，使輸出

30、端TPO11信號 輸出為0(此時U4= U1)。逐漸增加U qp-p,則輸出端TPO11信號的幅度逐漸增大，最后出 現(xiàn)如圖7.3所示的雙邊帶的調(diào)幅信號。由于器件內(nèi)部參數(shù)不可能完全對稱，致使輸出出現(xiàn) 載漏信號。腳1和4分別接電阻Ry、R17可以較好地抑制雙邊帶載漏信號和改善溫度性能。圖7.3雙邊帶(DSB)的調(diào)幅信號(2)普通調(diào)幅波(AM )Ux端輸入載波信號 Uc(t), fC= 10.7MHz , U CP-P= 40mV。調(diào)節(jié)平衡電位器 w11，使 輸出信號U0 ( t)中有載波輸出(此時 U4與U1不相等)。再從Uy端輸入調(diào)制信號，其 f Q =1KHz，當Ucp-p由零逐漸增大時，則輸

31、出端 TPO11信號的幅度發(fā)生變化，最后出現(xiàn)如A R圖7.4所示的有載波調(diào)幅信號的波形，調(diào)幅系數(shù)ma為ma100%圖7.4普通調(diào)幅波(AM )信號的波形2) 同步檢波振幅調(diào)制信號的解調(diào)過程稱為檢波。常用方法有包絡檢波和同步檢波兩種。由于普通 調(diào)幅波（AM ）信號的包絡直接反映了調(diào)制信號的變化規(guī)律，可以用二極管包絡檢波的方法進行解調(diào)。而雙邊帶或單邊帶振幅調(diào)制信號的包絡不能直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律， 所以無法用包絡檢波進行解調(diào)，必須采用同步檢波方法。同步檢波又分為疊加型同步檢波和乘積型同步檢波。將振幅調(diào)制信號如雙邊帶信號、同步信號（即載波信號）經(jīng)乘法器相乘，再經(jīng)低通濾波即可輸出解調(diào)信號。MC14

32、96模擬乘法器構(gòu)成的同步檢波解調(diào)器電路如圖7.5所示。連接J22、J24、J26,組成由MC1496構(gòu)成的同步檢波電路。其中 Ux端（TPI21）輸入同步信號或載波信號 Uc, uy端（TPI23）輸入已調(diào) 波信號Us。輸出端經(jīng)隔直電容 C210、低通濾波電容 C211、運放LM358放大，由TPO21輸出解調(diào)信號LEJX】圖7.5乘法器同步檢波和鑒頻電路電原理圖3）鑒頻乘積型相位鑒頻鑒頻是調(diào)頻的逆過程，廣泛采用的鑒頻電路是相位鑒頻器。其鑒頻原理是：先將調(diào)頻 波經(jīng)過一個線性移相網(wǎng)絡變換成調(diào)頻調(diào)相波，然后再與原調(diào)頻波一起加到一個相位檢波器 進行鑒頻。因此實現(xiàn)鑒頻的核心部件是相位檢波器。相位檢波又

33、分為疊加型相位檢波和乘積型相位檢波，利用模擬乘法器的相乘原理可實現(xiàn)乘積型相位檢波，其基本原理是：在乘法器的一個輸入端輸入調(diào)頻波Us（ t）,另一輸入端輸入經(jīng)線性移相網(wǎng)絡移相后的調(diào)頻調(diào)相波Us（t）。這兩個信號相乘，并濾除其中的高頻分量，即可實現(xiàn)調(diào)頻解調(diào)。鑒頻特性相位鑒頻器的輸出電壓 U0與調(diào)頻波瞬時頻率f的關(guān)系稱為鑒頻特性， 其特性曲線（或 稱S曲線）如圖7.6所示。鑒頻器的主要性能指標是鑒頻靈敏度 Sd和線性鑒頻范圍2 fmax。 Sd定義為鑒頻器調(diào)頻波單位頻率變化所引起的輸出電壓的變化量，通常用鑒頻特性曲線U0-f在中心頻率fo處的斜率來表示，即Sd= Uo/ f2A fmax定義鑒頻器不

34、失真解調(diào)調(diào)頻波時所允許的最大頻率線性變化范圍,可在鑒頻特性曲線上求出。圖7.6相位鑒頻器鑒頻特性乘積型相位鑒頻器在電原理圖7.5中，斷開J22、J24、J26連接好J21、J23、J25,組成由MC1496構(gòu)成的鑒頻電路。其中C23、CC21與L21并聯(lián)諧振回路共同組成線性移相網(wǎng)絡，將調(diào)頻波的瞬時頻率的變化轉(zhuǎn)變成瞬時相位的變化，從而實現(xiàn)線性移相。MC1496的作用是將調(diào)頻波與調(diào)頻調(diào)相波相乘，其輸出端接集成運放構(gòu)成的差分放大器，將雙端輸出變成單端輸出， 再經(jīng)R221與C219的濾波網(wǎng)絡輸出。對于圖 7.5所示的鑒頻電路的鑒頻操作過程如下：首 先測量鑒頻器的靜態(tài)工作點（與圖7.2電路的靜態(tài)工作點基

35、本相同），再調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振（諧振頻率fo= 10.7MHz ）。再從ux端輸入fc = 10.7MHz , Ucp-p= 40mV的載波（不 接相移網(wǎng)絡，Uy= 0）,調(diào)節(jié)平衡電位器 W21使載波抑制最佳（U0= 0）。然后接入移相網(wǎng)絡， 輸入調(diào)頻波 Us,其中心頻率f0= 10.7MHz , Ucp-p= 40mV，調(diào)制信號的頻率 f10.7KHz , 最大頻偏厶fmax= 75KHz，調(diào)節(jié)諧振回路 CC21使輸出端獲得的低頻調(diào)制信號U0（t）的波形失真最小，幅度最大。鑒頻特性曲線（S曲線）的測量方法測量鑒頻特性曲線的常用方法有逐點描跡法和掃頻測量法逐點描跡法的操作是：用高頻信號

36、發(fā)生器作為信號源加到鑒頻器的輸入端Us （見圖7.5），先調(diào)節(jié)中心頻率 f0= 10.7MHz，輸出幅度Ucp-p= 40mV。鑒頻器的輸出端 U。接數(shù)字 萬用表（置于“直流電壓”檔）測量輸出電壓U。值。（調(diào)諧并聯(lián)諧振回路，使其諧振）。再改變高頻信號發(fā)生器的輸出頻率（維持幅度不變），記下對應的輸出電壓 U。值，并填入下表。最后根據(jù)表中測量值描繪S曲線。表7-1鑒頻特性曲線的測量值f0/MHz10.510.610.710.810.9U0/mV掃頻測量法的操作是：將掃頻儀（如BT 3型）的輸出信號加到鑒頻器的輸入端Us,掃頻儀的檢波探頭電纜換成夾子電纜線接到鑒頻器的輸出端Uo。先調(diào)節(jié)BT-3的“頻

37、率偏移”、“輸出衰減”、“Y軸增益”等旋鈕，使 BT-3上直接顯示出鑒頻特性，利用“頻標”可 繪出S曲線。調(diào)節(jié)諧振回路電容CC21，平衡電位器 W21可改變S曲線的斜率和對稱性。4）混頻在圖 7.2 中，將連接器 J12、J13、J15、J19、J110 連接好（此時 J11、J14、J16、J17、 J18應斷開），組成由MC1496構(gòu)成的混頻器電路，其中ux端輸入信號 uc= 10.7MHz。 Uy端輸入信號的信號比=10.245MHz，輸出端接有陶瓷帶通濾波器輸出455KHZ混頻信號。三、實驗內(nèi)容1、混頻器實驗參考電原理圖7.2，將連接器J12、J13、J15、J19、J110連接好（此

38、時J11、J14、J16、 J17、J18應斷開），組成由MC1496構(gòu)成的混頻器電路。1）接通開關(guān)K11，在不加入輸入信號（uc、us= 0）的情況下，測試 MC1496各管 腳的靜態(tài)工作電壓應與前面實驗原理中平衡調(diào)制部分講到的基本相同。2）輸入Uc, Uc為10.7MHz的載波信號大小為 Vp-p=300mV （由高頻信號源提供，參考高頻信號源使用），從TPI11處輸入。us= 10.245MHz，由正弦振蕩單元電路產(chǎn)生（晶體振蕩，參考正弦振蕩單元），從TPI13處輸入。用示波器和頻率計在TPO11處觀察輸出波形，輸出信號頻率應為455KHz。2、平衡調(diào)幅實驗參考電原理圖 7.2,斷開 J

39、12、J13、J15、J19、J110 連接好 J11、J14、J16、J17、J18, 組成由MC1496構(gòu)成的平衡調(diào)幅電路。1）當uc、us= 0時，測試MC1496各管腳電壓，看是否與原理部分講的相符。2）產(chǎn)生雙邊帶振幅調(diào)制在Ux端（TPI11處）輸入fc= 10.7MHz的載波（由高頻信號源提供，參考高頻信號源 使用），Ucp-p=250mV ; Uy端（TPI12處）輸入f0= 1KHz信號，使U叩-p為零，調(diào)節(jié)可調(diào)電 阻W11 （逆時針調(diào)節(jié)），使在TPO11處測試的信號 U0=0（此時u4=u1）。逐漸增大U叩-p （最 大峰值為1.5V，太大會失真），直至出現(xiàn)雙邊帶的調(diào)幅信號出現(xiàn)

40、（用示波器在TPO11處測試）。在實驗過程中應微調(diào)輸入信號，以得到最好的輸出波形。由平衡調(diào)幅部分產(chǎn)生的調(diào)幅波作為同步檢波部分的調(diào)幅波輸入信號。3）產(chǎn)生普通調(diào)幅波（AM ）信號在步驟2）的基礎上調(diào)節(jié) W11，使輸出信號中有載波存在，則輸出有載波的振幅調(diào)制信號。3、同步檢波實驗參考電原理圖7.5，連接J22、J24、J26,組成由MC1496構(gòu)成的同步檢波電路。1）按下K21接通+12，-12V電源，在Uc,Us為0時，測試 MC1496各管腳的電壓看 是否與調(diào)制部分基本相同。2）從TPI21處輸入10.7MHz的載波，由高頻信號源部分提供（此信號與平衡調(diào)制實驗中的載波信號為同一信號），使Us=

41、0,調(diào)W21使在TPO21處觀察的信號為0, 在Uy端輸入由平衡調(diào)制實驗中產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)幅信號，即將TPO11與TPI23連接（TPO11輸出調(diào)幅波），這時從TPO21處用示波器應能觀察到的波形，調(diào)節(jié)W21可使輸出波形幅度增大，波形失真減小。信號大小在實驗過程中應微調(diào)，以保證 輸出信號最好4、鑒頻實驗參考電原理圖 7.5，斷開J22、J24、J26連接好J21、J23、J25,組成由MC1496構(gòu)成 的鑒頻電路。1） 按下K21接通電源+12V、-12V，使輸入信號為0，測MC1496各管腳電壓，看是 否與平衡調(diào)制部分基本相同2） （選做）用BT-3頻率特性測試儀測試移相網(wǎng)絡（C22、C23、

42、CC21、L21 ）,調(diào)節(jié)CC21使由L21、C23、CC21組成的并聯(lián)諧振回路諧振在10.7MHz。3）從TPI22處輸入已調(diào)調(diào)頻波（此調(diào)頻波信號由高頻信號源單元提供，參考高頻信號源的使用）載波 Vp-p=500mV左右，調(diào)制信號 U Q p-p=300mV1V。用示波器從TPO21處可以看到輸出的低頻調(diào)制信號U© （t），如果信號失真可調(diào)節(jié)CC21。4）（選做）用BT-3掃頻儀測繪鑒頻特性曲線。四、實驗報告內(nèi)容1、整理各項實驗所得的數(shù)據(jù)，繪制出有關(guān)曲線和波形。2、對實驗結(jié)果進行分析。3、分析為什么在平衡調(diào)幅實驗中得不到載波絕對為零的波形？4、分析如果鑒頻特性曲線不對稱或鑒頻靈敏度

43、過低，應如何改善？實驗八模擬鎖相環(huán)應用實驗一、實驗目的1、掌握模擬鎖相環(huán)的組成及工作原理。2、學習用集成鎖相環(huán)構(gòu)成鎖相解調(diào)電路。3、學習用集成鎖相環(huán)構(gòu)成鎖相倍頻電路。二、實驗儀器40MHz雙蹤模擬示波器一套調(diào)試工具三、鎖相環(huán)路的基本原理1、鎖相環(huán)路的基本組成鎖相環(huán)是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，但它的基本原理是利用相位誤 差電壓去消除頻率誤差，所以當電路達到平衡狀態(tài)之后，雖然有剩余相位誤差存在，但頻 率誤差可以降低到零，從而實現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。鎖相環(huán)由三部分，如圖 8.1所示。圖8.1鎖相環(huán)組成方框圖它包含壓控振蕩器（VCO）,鑒相器（PD）和環(huán)路濾波器（LF）三個基本部

44、件，三者 組成一個閉合環(huán)路，輸入信號為 Ui（ t）輸出信號為uo（ t）,反饋至輸入端。下面逐一說明 基本部件的作用。1）壓控振蕩器（VCO ）VCO是本控制系統(tǒng)的控制對象，被控參數(shù)通常是其振蕩頻率，控制信號為加在VCO上的電壓，故稱為壓控振蕩器。2）鑒相器（PD）PD是一相位比較裝置，用來檢測輸出信號U0（t）與輸入信號Ui（t）之間的相位差B e（t）,并把轉(zhuǎn)化為電壓 Ud（t）輸出，Ud（t）稱為誤差電壓，通常 Ud （ t）為一直流量或一低頻交流量。3）環(huán)路濾波器（LF）LF為一低通濾波電路，其作用是濾除因PD的非線性而在ud (t)中產(chǎn)生的無用的組合頻率分量及干擾，產(chǎn)生一個只反映B

45、e( t)大小的控制信號Uc( t)。按照反饋控制原理，如果由于某種原因使 VCO的頻率發(fā)生變化使得與輸入頻率不相等，這必將使Uo (t)與Ui(t)的相位差B e (t),發(fā)生變化，該相位差經(jīng)過 PD轉(zhuǎn)換成誤差電壓Ud (t),此誤差電壓 經(jīng)LF濾波后得到Uc (t),由Uc (t)去改變VCO的振蕩頻率使趨近于輸入信號的頻率，最 后達到相等。環(huán)路達到最后的這種狀態(tài)就稱為鎖定狀態(tài)，當然由于控制信號正比于相位差。因此在鎖定狀態(tài)，B e ( t)不可能為0,換言之在鎖定狀態(tài) U0 (t )與Ui ( t)仍存在相位差。2、鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過程鎖相環(huán)路有兩種不同的自動調(diào)節(jié)過程：一是跟蹤過程，二是

46、捕捉過程。1) 環(huán)路的跟蹤過程在環(huán)路鎖定之后，若輸入信號頻率發(fā)生變化，產(chǎn)生了瞬時頻差，從而使瞬時相位差發(fā) 生變化，則環(huán)路將及時調(diào)節(jié)誤差電壓去控制VCO，使VCO輸出信號頻率隨之變化，即產(chǎn)生新的控制頻差，VCO輸出頻率及時跟蹤輸入信號頻率，當控制頻差等于固有頻差時，瞬 時頻差再次為零，繼續(xù)維持鎖定，這就是跟蹤過程，在鎖定后能夠繼續(xù)維持鎖定所允許的 最大固有角頻差厶 Wim的兩倍稱為跟蹤帶或同步帶。2) 環(huán)路的捕捉過程環(huán)路由失鎖狀態(tài)進入鎖定狀態(tài)的過程稱為捕捉過程。設t=0時環(huán)路開始閉合，此前輸入信號角頻率 Wi不等于VCO輸出振蕩角頻率 Wyo (因 控制電壓Uc= 0),環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。假定W

47、i是一定值，二者有一瞬時角頻差 W1 = Wi-Wyo, 瞬時是相位差 W1隨時間線性增大，因此鑒相器輸出誤差電壓ue (t)= kbsinw1t將是一個周期為2n / W1的正弦函數(shù)，稱為正弦差拍電壓。所謂差拍電壓是指其角頻率(此處是厶 W1)為兩個角頻率(此處是 Wi與Wyo)的差值，角頻差厶 W1的數(shù)值大小不同，環(huán)路的工作 情況也不同。若厶W1較小，處于環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi)，則差拍誤差電壓ue ( t)能順利通過環(huán)路濾波器加到 VCO上，控制VCO的振蕩頻率，使其隨差拍電壓的變化而變化，所以VCO輸出是一個調(diào)頻波，即 Wy ( t)將在Wyo上下擺動。由于 W1較小，所以Wy ( t)很

48、容易擺 動到Wi，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，鑒相器將輸出一個與穩(wěn)態(tài)相位差對應的直流電壓，維持環(huán)路 動態(tài)平衡。若瞬時角頻差 W1數(shù)值較大，則差拍電壓Ue ( t )的頻率較高，它的幅度在經(jīng)過環(huán)路濾波器時可能受到一些衰減，這樣VCO的輸出振蕩角頻率 Wy ( t )上下擺動的范圍也將減小一些，故需要多次擺動才能靠近輸入角頻率Wi ( t)即捕捉過程需要許多個差拍周期才能完成，因此捕捉時間較長，若W1太大，將無法捕捉到，環(huán)路一直處于失鎖狀態(tài)。能夠由失鎖進入鎖定所允許的最大固有角頻差W1m的兩倍稱為環(huán)路的捕捉帶。四、集成鎖相環(huán)NE564介紹及應用1、在本實驗中，所使用的鎖相環(huán)為NE564 (國產(chǎn)型號為L564

49、 )是一種工作頻率可高達50MHz的超高頻集成鎖相環(huán)，其腳管定義和內(nèi)部框圖如圖8.2。22TTL OUTPUTHTSIERESK SETv TLooPGAH Gaimat JNPUT TO PHASE COMP fT"w jLNMOG outLDOPFI_TEJ!TiuFHEQ. ST CAtLOOP ALT TO 5uraEQ. SJET CMFM.Rl： HPU1 JTVCO OUT 2FIT阪垃ti*cmi可 VCO GUI fTL(b)圖8.2NE564腳管定義和內(nèi)部框圖1) 在圖8-2( b)中，A1 ( LIMITER )為限幅放大器，可有效消除FM信號輸入時， 干擾所產(chǎn)

50、生的寄生調(diào)幅。2) 鑒相PD( PHASE COMPARATOR)采用普通雙差分模擬相乘器，由壓控振蕩器反 饋過來的信號從外部由端輸入。另外由端去改變雙差分電路的偏置電流，控 制鑒相器增益，從而實現(xiàn)環(huán)路增益控制。3) 壓控振蕩管VCONE564的壓控振蕩器是-改進型的射極定時多諧振蕩器，其固有振蕩頻率由(12),(13)端 外接定時電容 Ct和芯片內(nèi)電阻R20決定：f -16 R20C t4) 輸出放大器 A2 (AMPLIFIER )與直流恢復電路A2與直流恢復電路是專為解調(diào)FM信號與FSK信號而設計的。輸出放大器 A2是恒流源差分放大電路，來自鑒相器的誤差電壓由，端輸入，經(jīng)緩沖后，雙端 送

51、入A2放大。若環(huán)路的輸入為 FSK信號一一即頻率在f-與f2之間周期性跳變的信 號，則鑒相器的輸出電壓A2放大后分兩路，一路直接送施密特觸發(fā)器的輸入，另一路送直流恢復電路，通過(14)端外接濾波電容的平滑，輸出一平均直流電壓。這個直流電壓Vbef再送施密特觸發(fā)器另一輸入端就作為基準電壓。若環(huán)路的輸入為 FM信號，那么在鎖定狀態(tài)，4)端的電壓就是FM解調(diào)信號。5) 施密特觸發(fā)器(POST DETECTION PROCESSOR )施密特觸發(fā)器是專為解調(diào)FSK信號而設計的，其作用就是將模擬信號轉(zhuǎn)換成TTL數(shù)字信號。直流恢復輸出的直流電壓基準Vref與被A2放大了的誤差電壓 Vdm進行比較，當Vdm

52、> Vref時(16)端輸出低電平。當Vdm<VREF時，(16)端輸出高電平。 通過(15)端可改變觸發(fā)器上下翻轉(zhuǎn)電平，上限電平與下限電平之差也稱為滯后電壓Vh,調(diào)節(jié)Vh可消除因截波泄漏而造成的誤觸發(fā)而出現(xiàn)的FSK解調(diào)輸出，特別是數(shù)據(jù)傳輸速率比較高的場合，并且此時4端濾波電容不能太大。NE564的主要參數(shù)如下：NE564的最高工作頻率為 50MHz ,最大鎖定范圍達土 12% fo,輸入阻抗大于50K Q, 電源工作電壓512V,典型工作電壓為 5V，典型工作電流為 60mA，最大允許功耗為 40mV;在頻偏為土 10 %，中心頻率為 5MHz時，解調(diào)輸出電壓可達140mVp-p

53、，輸入信號為有效值大于或等于 200mV Rms。2、實驗電原理圖本實驗系統(tǒng)NE564應用電路包括鎖相解調(diào)電路和鎖相倍頻電路。由NE564組成的鎖相解調(diào)電路電原理圖如圖8.3所示。圖8.3鎖相解調(diào)電路IC71及其外圍器件組成 FM鎖相解調(diào)電路。在鎖相解調(diào)電路中，信號從第6腳經(jīng)交流耦合輸入，2腳作為壓控振蕩器增益控制端，12腳和13腳外接定時電容，使其振蕩在10.7MHz上，從14腳輸出調(diào)制信號經(jīng)運算放大器IC72放大后輸出。I !IJTDMJ：1匸Mlii以DT1II JT1I A Z A 1-fV.Ij 1-11 l!l| c|j yOi - I i-riFT 2ii'riF+-p

54、npr =亍喧i atIJJ OE?riiI -JI圖8.4鎖相倍頻電路由NE564組成的鎖相倍頻電路電原理圖如圖8.4所示。IC31和IC32組成鎖相倍頻電路。在鎖相倍頻中，74LS393為分頻器，它由兩個完全相同單元組成（IC32A和IC32B），分別可以進行2分頻、4分頻、8分頻、16分頻，如果 將IC32A中的16分頻輸出與IC32B中的時鐘輸入端相接則IC32B可以組成32分頻，64分頻，128分頻，256分頻。在本實驗中參考信號為fR=50KHz，進行16、32、64、128倍頻。NE564的VCO振蕩輸出信號（從 9腳輸出）經(jīng) W32與R36分壓（74LS393輸入信號 不能大于2.4V）由74LS393的1腳輸入，分頻后由 NE564的3腳輸入，簡單的框圖如圖8.5輸出f0= NfR圖8.5由NE564組成的倍頻器框圖由NE564的3腳輸入的分頻信號與從 NE564的6腳輸入的參考信號進行鑒頻，輸出 誤差電壓控制 VCO，最終使 VCO輸出f0=NfR的頻率，達到倍頻目的。在鎖相分頻電路 中，NE564的2腳為增益控制端調(diào)節(jié) W31可改變同步帶大小。NE564的12腳和13腳跨接定時電容 C, C值由下列算式確定。1f&#