第三章 調(diào)制技術(shù)(2)QAM及OFDM

1、1第第3章章 無(wú)線調(diào)制技術(shù)無(wú)線調(diào)制技術(shù) 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)Tdttsts0210)()(Tjidttsts00)()( i j；i, j1, 2, , Mn信號(hào)間的正交性信號(hào)間的正交性u(píng)若兩個(gè)周期為T(mén) 的模擬信號(hào)s1(t) 和 s2(t) 互相正交，則有:u 若M個(gè)周期為T(mén) 的模擬信號(hào)s1(t)，s2(t)，sM(t)構(gòu)成一個(gè) 正交信號(hào)集合，則有:n碼組間的正交性碼組間的正交性可用互相關(guān)系數(shù)互相關(guān)系數(shù)來(lái)描述。3第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù) 3.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM) 對(duì)于多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制MPSK和MDPSK，帶寬占用小，信噪比要求低，為人們所喜愛(ài)，但是，在M

2、PSK體制中，隨著M的增大，相鄰相位的距離越來(lái)越小，噪聲容限隨之減小，誤碼率難以保證。為了改善在M大時(shí)的噪聲容限，發(fā)展了QAM體制。 在QAM調(diào)制體制中，信號(hào)的振幅和相位作為兩個(gè)獨(dú)立的參量同時(shí)受到調(diào)制4第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù) 3.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM)n 信號(hào)表示式：這種信號(hào)的一個(gè)碼元可以表示為式中，k = 整數(shù)；Ak和k分別可以取多個(gè)離散值。上式可以展開(kāi)為令 Xk = AkcoskYk = -Aksink則信號(hào)表示式變?yōu)閄k和Yk也是可以取多個(gè)離散值的變量。從上式看出，sk(t)可以看作是兩個(gè)正交的振幅鍵控信號(hào)之和。)cos()(0kkktAtsTktkT) 1( tA

3、tAtskkkkk00sinsincoscos)(tYtXtskkk00sincos)(什么是正交信號(hào)什么是正交信號(hào)正交信號(hào)就是兩個(gè)信號(hào)的互相關(guān)值為正交信號(hào)就是兩個(gè)信號(hào)的互相關(guān)值為0，即，即兩路信號(hào)不相關(guān)。（不會(huì)造成相互干擾）兩路信號(hào)不相關(guān)。（不會(huì)造成相互干擾）56第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n矢量圖在信號(hào)表示式中，若k值僅可以取/4和-/4，Ak值僅可以取+A和-A，則此QAM信號(hào)就成為QPSK信號(hào)，如下圖所示：所以，QPSK信號(hào)就是一種最簡(jiǎn)單的QAM信號(hào)。7第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)有代表性的QAM信號(hào)是16進(jìn)制的，記為16QAM，它的矢量圖示于下圖中： Ak8第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技

4、術(shù)類似地，有64QAM和256QAM等QAM信號(hào)，如下圖所示： 它們總稱為MQAM調(diào)制。由于從其矢量圖看像是星座，故又稱星座星座調(diào)制。 64QAM信號(hào)矢量圖 256QAM信號(hào)矢量圖9第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n16QAM信號(hào)u產(chǎn)生方法p正交調(diào)幅法：用兩路獨(dú)立的正交4ASK信號(hào)疊加，形成16QAM信號(hào)，如下圖所示。 AM10第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)u16QAM信號(hào)和16PSK信號(hào)的性能比較：在下圖中，按最大振幅相等，畫(huà)出這兩種信號(hào)的星座圖。設(shè)其最大振幅為AM，則16PSK信號(hào)的相鄰矢量端點(diǎn)的歐氏距離等于而16QAM信號(hào)的相鄰點(diǎn)歐氏距離等于 d2和d1的比值就代表這兩種體制的噪聲容限之比。1

5、0.3938MMdAAAM d2(a) 16QAMAM d1(b) 16PSKMMAAd471. 032211第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)按上兩式計(jì)算，d2超過(guò)d1約1.57 dB。但是，這時(shí)是在最大功率（振幅）相等的條件下比較的，沒(méi)有考慮這兩種體制的平均功率差別。16PSK信號(hào)的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信號(hào)，在等概率出現(xiàn)條件下，可以計(jì)算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55 dB。因此，在平均功率相等條件下，16QAM比16PSK信號(hào)的噪聲容限大4.12 dB。12第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)u實(shí)例：在下圖中示出一種用于調(diào)制解調(diào)器的傳輸速率為9600

6、 b/s的16QAM方案，其載頻為1650 Hz，濾波器帶寬為2400 Hz，滾降系數(shù)為10。(a) 傳輸頻帶(b) 16QAM星座1011 1001 1110 11111010 1000 1100 11010001 0000 0100 01100011 0010 0101 0111A240013第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)l3.2 最小頻移鍵控和高斯最小頻移鍵控最小頻移鍵控和高斯最小頻移鍵控n定義：最小頻移鍵控（MSK）信號(hào)是一種包絡(luò)恒定、相位連續(xù)、帶寬最小并且嚴(yán)格正交的2FSK信號(hào)，其波形圖如下： 14第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n3.2.1 正交2FSK信號(hào)的最小頻率間隔假設(shè)2FSK信號(hào)

7、碼元的表示式為現(xiàn)在，為了滿足正交條件，要求經(jīng)推導(dǎo)，需滿足：即：所以，對(duì)于相干接收，保證正交的2FSK信號(hào)的最小頻率間隔等于1 / 2Ts。”時(shí)當(dāng)發(fā)送“”時(shí)當(dāng)發(fā)送“0)cos(1)cos()(0011tAtAts11000cos() cos()d0sTttt0)sin(01sTsTnff2/0115第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n 3.2.2 MSK信號(hào)的基本原理uMSK信號(hào)的頻率間隔 MSK信號(hào)的第k個(gè)碼元可以表示為式中，s 載波角載頻； ak = 1（當(dāng)輸入碼元為“1”時(shí)， ak = + 1 ； 當(dāng)輸入碼元為“0”時(shí)， ak = - 1 ）； Ts 碼元寬度； k 第k個(gè)碼元的初始相位，它在一

8、個(gè)碼元寬度 中是不變的。 )2cos()(ksksktTattssskTtTk ) 1(16第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)由上式可以看出，當(dāng)輸入碼元為“1”時(shí)， ak = +1 ，故碼元頻率f1等于fs + 1/(4Ts)；當(dāng)輸入碼元為“0”時(shí)， ak = -1 ，故碼元頻率f0等于fs - 1/(4Ts)。所以， f1 和f0的差等于1 / (2Ts)。這是2FSK信號(hào)的最小頻率間隔。)2cos()(ksksktTattssskTtTk ) 1(17第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)從載波周期上看： 無(wú)論兩個(gè)信號(hào)頻率無(wú)論兩個(gè)信號(hào)頻率f1和和f0等于何值，這兩種碼元包含的正等于何值，這兩種碼元包含的正

9、弦波數(shù)均相差弦波數(shù)均相差1/2個(gè)周期。個(gè)周期。 例如:對(duì)于比特“1”和“0”，一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)分別有2個(gè)和1.5個(gè)正弦波周期。（見(jiàn)下圖）18第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)19第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n3.2.3 MSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)uMSK信號(hào)的產(chǎn)生方法 MSK信號(hào)可以用兩個(gè)正交的分量表示：根據(jù)上式構(gòu)成的方框圖如下：tTtqtTtptssskskksin2sincos2cos)(ssskTtTk ) 1(差分編碼串/并變換振蕩f=1/4T振蕩f=fs移相/2移相/2cos(t/2Ts)qkpkqksin(t/2Ts)sin(t/2Ts)cosstsinstakbk帶通濾波MSK信號(hào)pkc

10、os(t/2Ts)cosstqksin(t/2Ts)sinstpkcos(t/2Ts)20第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)方框圖原理舉例說(shuō)明： 輸入序列：ak = a1, a2, a3, a4, = +1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, -1, +1它經(jīng)過(guò)差分編碼器后得到輸出序列： bk = b1, b2, b3, b4, = +1, -1, -1, +1, -1, -1, -1, +1, +1序列bk經(jīng)過(guò)串/并變換，分成pk支路和qk支路： b1, b2, b3, b4, b5, b6, p1, q2, p3, q4, p5, q6, 串/并變換輸出的支路碼元長(zhǎng)度為輸入碼元長(zhǎng)度

11、的兩倍，。pk和qk再經(jīng)過(guò)兩次相乘，就能合成MSK信號(hào)了。 ,544433322211qqbppbqqbppb21第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n3.2.4 MSK信號(hào)的功率譜MSK信號(hào)的歸一化（平均功率1 W時(shí)）單邊功率譜密度Ps(f)的計(jì)算結(jié)果如下 按照上式畫(huà)出的曲線在下圖中用實(shí)線示出。應(yīng)當(dāng)注意，圖中橫坐標(biāo)是以載頻為中心畫(huà)的，即橫坐標(biāo)代表頻率(f fs)。 222s2)(161)(2cos32)(sssssTffTffTfP22第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)由此圖可見(jiàn)，與QPSK和OQPSK信號(hào)相比，MSK信號(hào)的功率譜密度更為集中，即其旁瓣下降得更快。故它對(duì)于相鄰頻道的干擾較小。23第3章 新

12、型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù) 3.3 正交頻分復(fù)用正交頻分復(fù)用n3.3.1 概述u單載波調(diào)制和多載波調(diào)制比較 p單載波調(diào)制：碼元持續(xù)時(shí)間Ts短，但占用帶寬B大；由于信道特性|C(f)|不理想，產(chǎn)生碼間串?dāng)_。 p多載波調(diào)制：將信道分成許多子信道。假設(shè)有10個(gè)子信道，則每個(gè)載波的調(diào)制碼元速率將降低至1/10，每個(gè)子信道的帶寬也隨之減小為1/10。若子信道的帶寬足夠小，則可以認(rèn)為信道特性接近理想信道特性，碼間串?dāng)_可以得到有效的克服。 24第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)u多載波調(diào)制原理fttBBTsNTs單載波調(diào)制多載波調(diào)制f|C(f)|C(f)|ffc(t)t圖8-12 13 多載波調(diào)制原理25符號(hào)1符號(hào)2符號(hào)

13、N1f2fNf傳統(tǒng)頻分復(fù)用(FDM)多載波調(diào)制技術(shù)1f2fNf符號(hào)1符號(hào)2符號(hào)N 節(jié)省帶寬資源正交頻分復(fù)用(OFDM)多載波調(diào)制技術(shù)26第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù) 正交頻分復(fù)用(OFDM) ：一類多載波并行調(diào)制體制pOFDM的特點(diǎn)：為了提高頻率利用率和增大傳輸速率，各路子載波的已調(diào)信號(hào)頻譜有部分重疊；各路已調(diào)信號(hào)是嚴(yán)格正交的，以便接收端能完全地分離各路信號(hào)；每路子載波的調(diào)制是多進(jìn)制調(diào)制；每路子載波的調(diào)制制度可以不同，根據(jù)各個(gè)子載波處信道特性的優(yōu)劣不同采用不同的體制。并且可以自適應(yīng)地改變調(diào)制體制以適應(yīng)信道特性的變化。 pOFDM的缺點(diǎn)：對(duì)信道產(chǎn)生的頻率偏移和相位噪聲很敏感；信號(hào)峰值功率和平均功

14、率的比值較大，這將會(huì)降低射頻功率放大器的效率。27第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)n3.3.2 OFDM的基本原理u表示式設(shè)在一個(gè)OFDM系統(tǒng)中有N個(gè)子信道，每個(gè)子信道采用的子載波為式中，Bk 第k路子載波的振幅，它受基帶碼元的調(diào)制 fk 第k路子載波的頻率 k 第k路子載波的初始相位則在此系統(tǒng)中的N路子信號(hào)之和可以表示為1, 1, 0)2cos()(NktfBtxkkkk1010)2cos()()(NkkkkNkktfBtxts28第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)u正交條件 為了使這N路子信道信號(hào)在接收時(shí)能夠完全分離，要求它 們滿足正交條件。在碼元持續(xù)時(shí)間Ts內(nèi)任意兩個(gè)子載波都正交的條件是：0)2c

15、os()2cos(0dttftfiiTkk29第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)令上式等于0的條件是：其中m = 整數(shù)和n = 整數(shù)；并且k和i可以取任意值。由上式解出，要求fk = (m + n)/2Ts， fi = (m n)/2Ts即要求子載頻滿足 fk = k/2Ts ，式中 k = 整數(shù)；且要求子載頻間隔f = fk fi = n/Ts，故要求的最小子載頻間隔為fmin = 1/Ts這就是子載頻正交的條件。 nTffmTffsiksik)()(和30第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)uOFDM的頻域特性設(shè)在一個(gè)子信道中，子載波的頻率為fk、碼元持續(xù)時(shí)間為T(mén)s，則此碼元的波形和其頻譜密度畫(huà)出如下圖

16、：ffkfk+1/TsTst31第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)在OFDM中，各相鄰子載波的頻率間隔等于最小容許間隔 故各子載波合成后的頻譜密度曲線如下圖 雖然由圖上看，各路子載波的頻譜重疊，但是實(shí)際上在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)它們是正交的。故在接收端很容易利用此正交特性將各路子載波分離開(kāi)。采用這樣密集的子載頻，并且在子信道間不需要保護(hù)頻帶間隔，因此能夠充分利用頻帶。這是OFDM的一大優(yōu)點(diǎn)。 s/1 Tf fk2/Tsfk1/Tsfkff32第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)在子載波受調(diào)制后，若采用的是BPSK、QPSK、4QAM、64QAM等類調(diào)制制度，則其各路頻譜的位置和形狀沒(méi)有改變，僅幅度和相位有變化，

17、故仍保持其正交性，因?yàn)閗和i可以取任意值而不影響正交性。各路子載波的調(diào)制制度可以不同，按照各個(gè)子載波所處頻段的信道特性采用不同的調(diào)制制度，并且可以隨信道特性的變化而改變，具有很大的靈活性。這是OFDM體制的又一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)。33第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù) OFDM體制的頻帶利用率設(shè)一OFDM系統(tǒng)中共有N路子載波，子信道碼元持續(xù)時(shí)間為T(mén)s，每路子載波均采用M 進(jìn)制的調(diào)制，則它占用的頻帶寬度等于頻帶利用率為單位帶寬傳輸?shù)谋忍芈剩寒?dāng)N很大時(shí)，若用單個(gè)載波的M 進(jìn)制碼元傳輸，為得到相同的傳輸速率，則碼元持續(xù)時(shí)間應(yīng)縮短為(Ts /N)，而占用帶寬等于(2N/Ts)，故頻帶利用率為OFDM和單載波體制相比

18、，頻帶利用率大約增至兩倍和單載波體制相比，頻帶利用率大約增至兩倍。s1TNBOFDMMNNBTMNOFDMOFDMB2s2/log11logMOFDMB2/logMNTTMNsMB2s2/log212log34第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)uOFDM信號(hào)的產(chǎn)生p碼元分組：先將輸入碼元序列分成幀，每幀中有F個(gè)碼元，即有F比特。然后將此F比特分成N組，每組中的比特?cái)?shù)可以不同，如下圖所示。 圖8-165 碼元的分組tttB0B1B2B3BN-1F比特F比特F比特幀tB0B1BNb0比特b1比特b3比特b2TfTs35第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)設(shè)第i組中包含的比特?cái)?shù)為bi，則有將每組中的bi個(gè)比特看作

19、是一個(gè)Mi進(jìn)制碼元Bi，其中bi log2 Mi，并且經(jīng)過(guò)串/并變換將F個(gè)串行碼元bi變?yōu)镹個(gè)（路）并行碼元Bi。 這樣得到的N路并行碼元Bi用來(lái)對(duì)于N個(gè)子載波進(jìn)行不同的調(diào)制。 NiibF136在OFDM中采用4種調(diào)制方式，分別為：BPSK（二進(jìn)制相移鍵控）、QPSK（四進(jìn)制相移鍵控）、16QAM（16進(jìn)制正交幅度調(diào)制）、64QAM（64進(jìn)制正交幅度調(diào)制）。調(diào)制的方式的選擇根據(jù)信號(hào)中的速率來(lái)決定如下所示691218243616485464MbitMbitBPSKMbitMbitQPSKMbitMbitQAMMbitMbitQAM和和和和37第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)MQAM調(diào)制中一個(gè)碼元可以

20、用平面上的一個(gè)點(diǎn)表示。而平面上的一個(gè)點(diǎn)可以用一個(gè)矢量或復(fù)數(shù)表示。下面用復(fù)數(shù)Bi表示此點(diǎn)。將Mi進(jìn)制的碼元Bi變成一一對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)Bi的過(guò)程稱為映射過(guò)程。例如，若有一個(gè)碼元Bi是16進(jìn)制的，它由二進(jìn)制的輸入碼元“1100”構(gòu)成，則它應(yīng)進(jìn)行16QAM調(diào)制。 設(shè)其星座圖如下圖所示，則此16進(jìn)制碼元調(diào)制后的相位應(yīng)該為45，振幅為A/21/2。此映射過(guò)程就應(yīng)當(dāng)將輸入碼元“1100”映射為 1011100111101111101010001100110100010000010001100011001001010111A4/e2A/jiB38第3章 新型數(shù)字帶通調(diào)制技術(shù)uOFDM調(diào)制原理方框圖分幀分組串/并變

21、換編碼映射.IDFT.并/串變換D/A變換上變頻OFDM信號(hào)二進(jìn)制輸入信號(hào)如果子載波的數(shù)目很大時(shí)，并行系統(tǒng)中正弦信號(hào)的產(chǎn)生以及解調(diào)就變得特別的復(fù)雜而昂貴，因此基于傅立葉變換的數(shù)字傳輸模型被提出來(lái)。39數(shù)據(jù)源串/并變換IDFT編碼交織并/串變換添加循環(huán)前綴基帶調(diào)制插入同步信號(hào)D/A發(fā)送濾波器物理信道噪聲A/D接收濾波器信道估計(jì)與幀同步恢復(fù)去除循環(huán)前綴串/并變換DFT信號(hào)檢測(cè)并/串變換基帶解調(diào)信宿譯碼解交織插入導(dǎo)頻2Njfte2Njf teOFDM原理圖原理圖40插入導(dǎo)頻、信道估計(jì)插入導(dǎo)頻的目的：插入導(dǎo)頻的目的：在發(fā)送端插入一些已知的數(shù)據(jù)，在接收端在發(fā)送端插入一些已知的數(shù)據(jù)，在接收端通過(guò)這些已知的

22、數(shù)據(jù)恢復(fù)信道信息。通過(guò)這些已知的數(shù)據(jù)恢復(fù)信道信息。信道估計(jì)的目的：信道估計(jì)的目的：得到所有子載波的參考相位和幅度值得到所有子載波的參考相位和幅度值, ,即根即根據(jù)對(duì)接收信號(hào)分析選用合適的算法得到信道的沖激響應(yīng)。據(jù)對(duì)接收信號(hào)分析選用合適的算法得到信道的沖激響應(yīng)。OFDMOFDM系統(tǒng)中二進(jìn)制比特以系統(tǒng)中二進(jìn)制比特以MPSKMPSK或者或者M(jìn)QAMMQAM等調(diào)制方式調(diào)制到子等調(diào)制方式調(diào)制到子載波上。為了在接收端進(jìn)行數(shù)據(jù)恢復(fù)，需要知道調(diào)制值的參載波上。為了在接收端進(jìn)行數(shù)據(jù)恢復(fù)，需要知道調(diào)制值的參考相位和幅度?？枷辔缓头取Ｏ喔蓹z測(cè)：利用信號(hào)的參考值來(lái)檢測(cè)信號(hào)。相干檢測(cè)：利用信號(hào)的參考值來(lái)檢測(cè)信號(hào)。41

23、插入導(dǎo)頻、信道估計(jì)信道估計(jì)：描述物理信道對(duì)輸入信號(hào)的影響而進(jìn)行定性的研究過(guò)程。就是信道對(duì)輸入信號(hào)影響的一種數(shù)學(xué)表示。它是進(jìn)行相干檢測(cè)、 解調(diào)、均衡的基礎(chǔ)。系統(tǒng)模型頻域表示： H(k)為信道的沖激響應(yīng)的頻域變換，各種信道估計(jì)方法的最終都是求出這個(gè)沖激響應(yīng)。( )( )( )( )Y kH k X kW k42插入導(dǎo)頻、信道估計(jì)信道估計(jì)分類：信道估計(jì)分類： 非盲估計(jì)非盲估計(jì)：利用插入導(dǎo)頻來(lái)獲得導(dǎo)頻位置的信道信息，估計(jì)效 果比較好，但傳輸效率有所下降。盲估計(jì)：盲估計(jì)：不使用導(dǎo)頻信息，與非盲信道估計(jì)技術(shù)相比傳輸效率提高，但算法收斂較慢，阻礙方法應(yīng)用。半盲估計(jì)半盲估計(jì)：在傳輸效率和收斂速度之間的一個(gè)折中

24、，采用較少的訓(xùn)練序來(lái)獲得信道估計(jì)。 在基于OFDM的新一代無(wú)線通信系統(tǒng)中，由于傳輸速率較高，并且需要使用相干檢測(cè)技術(shù)獲得較高的性能，因此通常使用非盲估計(jì)，即使用基于導(dǎo)頻插入的信道估計(jì)技術(shù)。43保護(hù)間隔和循環(huán)前綴保護(hù)間隔作用：最大限度的消除碼間干擾 (ISI)。l保護(hù)間隔的長(zhǎng)度要大于無(wú)線信道中的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。l最大時(shí)延擴(kuò)展： 、保護(hù)間隔：maxgT保護(hù)間隔IFFT 輸出IFFTIFFTgT符號(hào)N-1符號(hào)N+1加入保護(hù)間隔的OFDM符號(hào)FFTTsT符號(hào)NsgFFTTTT一個(gè)OFDM符號(hào)周期為：44保護(hù)間隔和循環(huán)前綴(a)時(shí)延擴(kuò)展小于保護(hù)間隔(b)時(shí)延擴(kuò)展

25、超過(guò)保護(hù)間隔的 長(zhǎng)度為FFT周期的3.125(c)時(shí)延擴(kuò)展超過(guò)保護(hù)間隔的 長(zhǎng)度為FFT周期的9.375考慮兩條路徑到達(dá)的信號(hào)：45保護(hù)間隔和循環(huán)前綴保護(hù)間隔內(nèi)，可以不插入任何信號(hào)，即是一段空閑的傳輸時(shí)間。然而在這種情況中，由于多徑傳播的影響，則會(huì)產(chǎn)生信道間干擾ICI, 即子載波間的正交性遭到破壞，不同的子載波之間產(chǎn)生干擾。為了消除這種干擾，OFDM符號(hào)需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號(hào)，如下圖所示。這樣就可以保證在保證在FFTFFT周期加周期加上上OFDMOFDM符號(hào)的延時(shí)副本內(nèi)所包含的波形的周期的個(gè)數(shù)是整數(shù)。符號(hào)的延時(shí)副本內(nèi)所包含的波形的周期的個(gè)數(shù)是整數(shù)。因此，時(shí)延小于保護(hù)間隔的時(shí)延信號(hào)就不

26、會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生ICI。46保護(hù)間隔和循環(huán)前綴結(jié)論：結(jié)論：加入循環(huán)前綴（CP）后不僅可以消除由于多徑時(shí)延擴(kuò)展帶來(lái)的符號(hào)間干擾（ISI）而且還可以消除子載波間干擾（ICI）。代價(jià)：降低了有效信息的傳輸效率。合理的選擇CP長(zhǎng)度M與信道有關(guān)，應(yīng)不小于信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，在可靠性和有效性之間折中。47正交頻分復(fù)用中的同步一般系統(tǒng)存在著如下的同步問(wèn)題：l發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的載波頻率是否相同；l發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的采樣頻率是否相同；l接收機(jī)是否知道符號(hào)的定時(shí)起始位置。OFDM系統(tǒng)中存在如下幾個(gè)方面的同步要求：l載波同步：接收端的振蕩頻率要與發(fā)送載波同頻同相（要求在PPM數(shù)量級(jí)）；l樣值同步：接收端和發(fā)送端的抽樣頻率一致；l符號(hào)同步：IFFT 和 FFT 起止時(shí)刻一致。48正交頻分復(fù)用中的同步信道IFFTD/A載波調(diào)制載波解調(diào)A/DFFT符號(hào)同步樣值定時(shí)同步樣值頻率同步載波同步 OFDM系統(tǒng)同步示意圖49正交頻分復(fù)用中的同步非同步因素非同步因素載波同步：載波頻率偏差對(duì)OFDM的影響：產(chǎn)生相位偏移、頻譜偏移最終產(chǎn)生載波間干擾（ICI）。樣值定時(shí)、樣值頻率同步：l產(chǎn)生定時(shí)偏差