功率因數(shù)校正之基本原理

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上功率因數(shù)校正之基本原理何謂工率因數(shù)？功率因數(shù)（power factor；pf）定義為實功（real power；P）對視在功率（apparent power；S）之比，或代表電壓與電流波形所形成之相角之余弦，如圖1。功率因數(shù)值可由0至1之間變化，可為電感性（延遲的、指標(biāo)向上）或電容性（領(lǐng)先的、指標(biāo)向下）。為了降低電感性之延遲，可增加電容，直到pf為1。當(dāng)電壓與電流波形為同相時，工率因數(shù)等于1（cos(0o)=1）。所有努力使工率因數(shù)等于1是為了使電路為純電阻化（實功等于視在功率）。圖1: 功率因數(shù)之三角關(guān)系。實功（瓦特）可提供實際工作，此為能量轉(zhuǎn)換元素（例如電能到馬達(dá)

2、轉(zhuǎn)動rpm）。虛功（reactive power）乃為使實功完成實際工作所產(chǎn)生之磁場（損耗）。而視在功率可想成電力公司提供之總功率，如圖1所示。此總功率經(jīng)由電力線提供產(chǎn)生所需之實功。當(dāng)電壓與電流皆為正弦波時，如前述定義之功率因數(shù)（簡稱為功因）為電壓與電流波形之對應(yīng)相角，但大部份之電源供應(yīng)器之輸入電流乃非正弦波。當(dāng)電壓為正弦波而電流為非正弦波時，則功因包括兩個因素：1)相角位移因素，2)波形失真因素。等式1表示相角位移與波形失真因素之于功因的關(guān)系。-(1)Irms(1)為電流之主成份，Irms電流之均方根值。因此功率因數(shù)校正線路是為了使電流失真最小，且使電流與電壓同相。當(dāng)功因不等于1時，電流波形

3、沒有跟隨電壓波形，不但有功率損耗，且其產(chǎn)生之諧波透過電力線干擾到連接同一電力線之其它裝置。功因越接近1，幾乎所有功率皆包含于主頻率，其諧波越接近零。了解規(guī)范EN61000-3-2對交流輸入電流至第40次諧波規(guī)范。而其class D對適用設(shè)備之發(fā)射有嚴(yán)格之限制（圖2）。其class A要求則較寬松（圖3）。圖2:電壓與電流波形同相且PF=1(Class D)。圖3:類PFC輸入，達(dá)到之功因大約0.9(Class A)。低效率的原因當(dāng)切換式電源供應(yīng)器（SMPS）沒運(yùn)用任何形式之功因校正時，其輸入電容CIN（見圖4）只在VIN接近峰值電壓VPAEK或VIN大于電容電壓VCIN時被充電。若依輸入電壓之

4、頻率來設(shè)計CIN，其電流波形將比較接近輸入電壓波形（隨負(fù)載變化）；但當(dāng)在輸入主電力線上有些許之干擾將造成整體系統(tǒng)有不良的影響。但話說回來，為應(yīng)付輸入電壓跳動或預(yù)防少掉幾個周期，CIN之設(shè)計會大于VIN之頻率以儲存足夠之能量來繼續(xù)提供負(fù)載之需要。圖4:沒有PFC之SMPS。圖5所表示為在輕載時圖4線路之VCIN(t)之理論結(jié)果。因此，CIN只有非常少許之放電。如負(fù)載增加時，VCIN(t)在峰值電壓間會有較大的電壓下降。但這也只代表有非常小部分的輸入電壓（譬如說，輸入為120Vac，但只有35伏特的下降電壓）。如前所述，CIN只在VIN大于VCIN被充電，相對于整個周期來說是非常小的一部分。圖5:

5、 輸入電壓Vin與充電中的Cin。圖6所示，在90度角后之半周期，經(jīng)橋式整流之電壓低于CIN電壓，橋式整流子之為反向偏壓，電流無法流入電容。因此在電容可充電之非常短暫期間，輸入電壓必須提供很大的脈沖電流以充飽電容，這會造成墻上之電力線、橋式整流子與斷路器承受非常大的突波電流。利用功率因數(shù)校正之方法，可平均此突波電流至其余之周期，可舒緩此巨大的峰值電流。圖6:在簡易之整流子線路之電壓與電流波形。為了更能跟隨電壓波形，且沒有這些高振幅的電流，CIN必須利用整個周期而不是其一小部分來充電。當(dāng)今非線性負(fù)載幾乎無法去預(yù)測何時有大的瞬間電流需求，因此功率因數(shù)校正使用整個周期對輸入電容充電，避免突波電流且輸

6、入電容可減小。升壓是功因校正之核心升壓轉(zhuǎn)換架構(gòu)被用于連續(xù)性及非連續(xù)性之主動式功因校正方法上。使用升壓方式是因為其簡單而有效。簡單的電路如圖7用以說明為何電感可產(chǎn)生高電壓。開始時電感假設(shè)未充電，因此VO等于VIN。當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通，電流IL逐漸線性增加?？缬陔姼袃啥酥妷篤L以指數(shù)性的增加直到VIN。需注意電感電壓之極性，因為其定義電流之方向（電流入端為正端）。當(dāng)開關(guān)斷開，電流由最大變?yōu)榱悖ㄟf減，或為一個負(fù)斜率），如下式圖7:返馳式之電感工作。而電壓趨近于負(fù)無窮大（電感極性反相）。但因為不是理想電感，其包含某些程度之串聯(lián)阻抗，使無窮大值變?yōu)橛邢拗弥怠Ｒ蜷_關(guān)斷開，電感放電，其跨電壓反相，加上輸入電壓V

7、IN，如果有一個二極體與電容連接到電路輸出端，此電容將被充電至此高電壓（可能幾個周期后）。這亦說明圖8線路如何升壓。圖8: PFC之升壓線路。轉(zhuǎn)換器之輸入為全波整流后之交流電壓。在整流子后無大的濾波器，所以升壓轉(zhuǎn)換器之輸入電壓范圍由零到交流電壓之峰值再降零。此升壓轉(zhuǎn)換器必須同時符合兩個條件：1)輸出電壓設(shè)定必須高過輸入峰值電壓。通常設(shè)定385VDC來用于270VAcrms之輸入電壓。而在任何瞬間，由電力線所抽取之電流大小需與電壓大小成正比。未使用功因校正之切換式電源供應(yīng)器，其功因約為0.6，因此有明顯之奇次諧波失真（有時三次諧波與主頻率一樣大）。若裝置設(shè)備之功因低于1，可用之實功將減少，電力公

8、司為提供設(shè)備之操作，需要提高功率輸出以彌補(bǔ)因低效率所產(chǎn)生之損耗。因功率提高，電力公司必須使用較大的電力線，否則因自身產(chǎn)生的熱將燒毀此電力線。諧波失真可造成發(fā)電設(shè)備之工作溫度增高，而導(dǎo)至諸如運(yùn)轉(zhuǎn)機(jī)器，電纜、變壓器、電容、保險絲等設(shè)備之壽命減短。這是由于諧波造成額外之功率損耗、電容與電纜介電質(zhì)之負(fù)荷增加、變壓器與運(yùn)轉(zhuǎn)機(jī)器線圈之電流增加及雜訊之輻射，并且令保險絲與其它安全元件提前不良。另外其集膚效應(yīng)（skin effect）亦對變壓器與電纜產(chǎn)生問題。這就是為何電力公司關(guān)心因電源供應(yīng)器、電子穩(wěn)壓器與電壓轉(zhuǎn)換器之成長所產(chǎn)生之 總諧波失真THD（Total harmonic distortion）到達(dá)一個

9、無法接受的程度。有了升壓轉(zhuǎn)換器可使電壓高于輸入電壓，強(qiáng)迫負(fù)載端與輸入電壓同相位抽取電流以去除諧波之發(fā)射。工作模式功因校正（PFC）有兩種工作模式。非連續(xù)電流模式與連續(xù)電流模式。在非連續(xù)性模式，升壓轉(zhuǎn)換之MOSFET在電感電流降為零時開始導(dǎo)通，而在電感電流達(dá)到所需之輸入?yún)⒖茧妷褐禃r（圖9），MOSFET則關(guān)斷。利用此方式使輸入波形跟隨輸入電壓波形，得到接近于1的功因。圖9: 非連續(xù)模式之工作波形。非連續(xù)性電流模式可用于功率300瓦以下之SMPS上。相較于連續(xù)電流模式設(shè)備，非電流模式設(shè)備有較大的磁芯，且因有較大的電流變化量而有較大的I2R損耗和集膚效應(yīng)損耗，也因此需要較大之輸入濾波器。但反之、因M

10、OSFET的導(dǎo)通在電感電流為零時，所以不必考慮升壓二極體之逆向回復(fù)電流（reverse recovery current）之規(guī)格，也因此可使用較便宜之二極體。一般連續(xù)性電流模式可用于功率大于300瓦之SMPS上，不同于非連續(xù)性電流模式之MOSFET于零電流導(dǎo)通，連續(xù)性電流模式之電感電流不會降為零（圖10）。因此電感電壓變化較小，而有較低I2R損耗。且因有較小之漣波電流，而有較小之磁鐵芯損耗。又因較低的電壓變化，有較低的電磁干擾及較小的輸入濾波器。又因MOSFET導(dǎo)通不在零電感電流時，因此需要使用快速逆向回復(fù)電流之升壓二極體以減低損耗。圖10: 連續(xù)模式之工作波形。非連續(xù)性電流模式臨界導(dǎo)通模式（

11、critical conduction mode）一個臨界導(dǎo)通模式元件是一個電壓控制模式的元件，其工作在連續(xù)模式與非連續(xù)模式之間。檢視返馳式SMPS工作于連續(xù)性電流模式與非連續(xù)性電流模式之不同，可比較容易明了臨界導(dǎo)通模式之工作。當(dāng)工作于非連續(xù)性電流模式，一次側(cè)的開關(guān)元件關(guān)斷后，變壓器的一次側(cè)繞組重新儲存能量前，有一段dead time（如圖11）。圖11: 返馳式電源、非連續(xù)模式之一次側(cè)電流。當(dāng)工作于連續(xù)性電流模式時，一次側(cè)的開關(guān)元件關(guān)斷后，變壓器的一次側(cè)繞組不會把能量放完，如圖12顯示一次側(cè)繞組不是由零開始儲能，而是尚有殘存電流在線圈中。圖12: 返馳式電源、連續(xù)模式之一次側(cè)電流。而臨界導(dǎo)通

12、模式，周期與周期間，沒有dead time，但開關(guān)元件在開通前，電感都為零電流。圖9中所示之AC輸入電流為電流連續(xù)波形，其峰值電流為兩倍于平均輸入電流。在此工作模式下， 工作頻率變化但導(dǎo)通時間固定。連續(xù)性電流模式平均電流模式（Average Current Mode）增益調(diào)變器（gain modulator）是PFC控制器重要的核心之一，具有兩個輸入及一個輸出，如圖13、Gain modulator方塊左邊的輸入為參考電流（reference current ISINE）。參考電流為與輸入全波整流電壓成正比的輸入電流。另一個輸入位于方塊之下方，來自電壓error amplifier。此erro

13、r amplifier將輸出電壓經(jīng)分壓與參考考電壓比較產(chǎn)生輸出訊號。Error amplifier必須有較小頻寬以免輸出電壓變化太劇烈，或不規(guī)則的漣波影響error amplifier輸出。Gain Modulator將參考電流與來自error amplifier的誤差電壓相乘以產(chǎn)生輸出訊號。圖13顯示ML4821（純PFC控制器）的主要方塊：包括電流控制回路、電壓控制回路、PWM控制與增益調(diào)變器（gain modulator）。電流控制回路主要是要使電流波形跟隨電壓波形。為了使電流波形跟隨電壓波形，內(nèi)部電流放大器必須要有足夠的頻寬以取得足夠的輸出電壓諧波。其頻寬由外部電阻和電容設(shè)定，一般在幾

14、KHz（使其不要受突然的暫態(tài)變化影響），利用來自gain modulator之資訊來調(diào)整PWM控制器以控制MOSFET的開通與關(guān)斷。而gain modulator與電壓控制回路分別對輸入電流與輸出電壓抽樣，利用此兩個圖13: 平均電流模式之PFC控制器。資料以決定輸入電流之增益，并用其得到之結(jié)果與輸出抽樣電流比較以決定PWM之工作周期（duty）。此PWM控制使用后緣調(diào)變（trailing-edge modulation）。圖14中，穿過鋸齒波的線為電流回路控制之差動放大器（differential amplifier）的輸出。此輸出經(jīng)由R-S正反器（flip-flop）來控制功率MOSFET

15、。圖 14為平均電流模式波形，圖15為一般可見到的平均電流模式PFC波形。圖14: 后緣控制調(diào)變。圖15: 標(biāo)準(zhǔn)之平均電流模式波形。輸入電流整形（input current shaping）input current shaping為另一種連續(xù)電流模式，圖16所示為其PFC之內(nèi)部方塊，不像傳統(tǒng)平均電流控制模式PFC控制器，此模式不需要輸入電壓資訊與乘法器。根據(jù)誤差放大器之輸出電壓改變內(nèi)部ramp之斜率。而根據(jù)電流偵測之資訊與ramp訊號以決定功率MOSFET之導(dǎo)通時間。如圖17a。當(dāng)電流偵測電壓到達(dá)ramp訊號值，開關(guān)導(dǎo)通。而開關(guān)關(guān)斷由內(nèi)部時序訊號決定。藉著調(diào)整內(nèi)部ramp訊號斜率，可控制輸出

16、電壓。比較圖17a與17b可知當(dāng)斜率增加，平均電流增加。當(dāng)斜率減少則平均電流減少。利用連續(xù)電流模式的特性，由下式可知當(dāng)導(dǎo)通時，電感電流與正弦波成正比。如18圖因此在一個開關(guān)周期，最小之電感電流值與正弦波電流參考值一致。但電感之峰值電流因不受控制，電感之平均電流可能不是正弦波，為了讓電感電流盡量接近正弦波，需使用較大之電感以降低漣波。：導(dǎo)通時：關(guān)斷時：CCM 條件下：從開關(guān)由關(guān)斷到導(dǎo)通之期間 圖16: input current shaping之PFC控制器。圖17a: input current shaping之PFC波形。圖17b: input current shaping之PFC波形。圖

17、18: input current shaping之PFC波形。前緣調(diào)變（leading edge modulation；LEM）后緣調(diào)變（trailing edge modulation；TEM）VS后緣調(diào)變后緣調(diào)變（TEM/TEM）后緣調(diào)變（TEM）后緣調(diào)變（TEM）圖19a顯示PFC電感正儲存能量，圖19b顯示能量由PFC電感傳輸至PFC輸出大電容。圖19c顯示當(dāng)PWM開關(guān)導(dǎo)通儲存于PFC大電容之能量被用來驅(qū)動負(fù)載。因此每當(dāng)重覆一次開關(guān)周期PFC大電容必須充飽，因為在PWM開關(guān)導(dǎo)通時大電容被放電。使用此TEM/TEM控制模式需要較大的PFC電容。圖19a: 對PFC之電感儲能。圖19b: 對PFC之大電容充電。圖19c: 對輸出供能。前緣調(diào)變（LEM）后緣調(diào)變（TEM）在LEM/TEM工作模式下，PFC與PWM開關(guān)是連動的，其導(dǎo)通與關(guān)斷為180度相差。所以當(dāng)PFC開關(guān)關(guān)斷時，P WM開關(guān)導(dǎo)通，反之亦然。首先當(dāng)PFC開關(guān)圖20a與20b顯示其動作。此工作模式PFC大電容不