信道估計(jì)總結(jié)匯編

1、寒假信道估計(jì)技術(shù)相關(guān)內(nèi)容總結(jié)目錄第一章無(wú)線信道31.1 概述31.2 信號(hào)傳播方式31.3 移動(dòng)無(wú)線信道的衰落特性31.4 多徑衰落信道的物理特性41.5 無(wú)線信道的數(shù)學(xué)模型61.6 本章小結(jié)7第二章MIMO-OFDM系統(tǒng)82.1 MIMO無(wú)線通信技術(shù)82.1.1 MIMO系統(tǒng)模型92.1.2 MIMO系統(tǒng)優(yōu)缺點(diǎn)102.2 OFDM技術(shù)112.2.1 OFDM系統(tǒng)模型122.2.2 OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)142.3 MIMO-OFD限術(shù)152.3.1 MIMO、OFDM（統(tǒng)組合白必要性152.3.2 MIMO-OFDM系統(tǒng)模型162.4 本章小結(jié)16第三章MIMO信道估計(jì)技術(shù)183.1 MIMO

2、信道技術(shù)概述183.2 MIMO系統(tǒng)的信號(hào)模型193.3 信道估計(jì)原理203.3.1 最小二乘（LS）信道估計(jì)算法203.3.2 最大似然（ML估計(jì)算法223.3.3 最小均方誤差（MMSE信道估計(jì)算法233.3.4 最大后驗(yàn)概率（MAP信道估計(jì)算法243.3.5 導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)算法253.3.6 信道估計(jì)算法的性能比較253.4 基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)263.5 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)273.5.1 導(dǎo)頻信號(hào)的選擇283.5.2 信道估計(jì)算法303.5.3 插值算法303.5.3.1 線性插值303.5.3.2 高斯插值303.5.3.3 樣條插值313.5.3.4 DFT算法313.5.4

3、IFFT/FFT低通濾波323.6 盲的和半盲的信道估計(jì)32第四章信道估計(jì)論文方法小計(jì)354.1 MIMO-OFD陳統(tǒng)的信道估計(jì)研究西南交大2007354.1.1 基本LS信道彳t計(jì)354.1.2 基于STC的LS信道彳t計(jì)354.1.3 簡(jiǎn)化LS信道彳t計(jì)364.1.4 傳統(tǒng)基于導(dǎo)頻的二維信道估計(jì)374.1.5 基于導(dǎo)頻的低秩二維信道估計(jì)384.1.6 幾種方法性能比較和結(jié)論384.2 MIM3；載波移動(dòng)通信系統(tǒng)中信道估計(jì)方法及硬件實(shí)現(xiàn)東南大學(xué)2006384.3 MIMO-OFD陳統(tǒng)采用擴(kuò)頻碼的信道估計(jì)方法北郵2007394.3.1 MIMO-OFDM梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)原理404.3.2 MI

4、MO-OFDM擴(kuò)頻碼導(dǎo)頻信道估計(jì)404.4 MIMO系統(tǒng)的檢測(cè)算法和信道估計(jì)技術(shù)仿真研究西南交大2006424.4.1 頻率非選擇性MIMO言道彳t計(jì)424.4.2 頻率選擇性MIMO言道彳t計(jì)424.5 MIMO-OFD陳統(tǒng)中信道估計(jì)技術(shù)的研究西電2003434.5.1 基于訓(xùn)練序列的信道估計(jì)434.5.2 基于導(dǎo)頻符號(hào)的信道估計(jì)444.5.2.1 梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)444.5.2.2 二維散布導(dǎo)頻信道估計(jì)454.6 ChannelEstimationinCorrelatedflatMIMOsystemsIEEE西電200846第五章MIMO同步技術(shù)475.1 MIMO-OFDM同步技術(shù)概述4

5、75.1.1 OFDM同步需要解決的問(wèn)題475.1.2 同步算法的分類(lèi)485.1.3 同步算法的過(guò)程495.2 常用的OFDM寸間頻率同步技術(shù)505.2.1 時(shí)間同步和頻率同步的概念505.2.2 同步性能考察指標(biāo)515.2.3 利用循環(huán)前綴的同步方法525.2.4 利用PN序列的同步525.2.5 利用重復(fù)符號(hào)的時(shí)域相關(guān)同步法54第一章無(wú)線信道1.1 概述無(wú)線信道系統(tǒng)主要借助無(wú)線電波在空中或水中的媒介傳播來(lái)實(shí)現(xiàn)無(wú)線通信，其性能主要受到移動(dòng)無(wú)線信道的制約和影響。與有線通信不同，無(wú)線通信系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的傳播路徑非常復(fù)雜，從簡(jiǎn)單的室內(nèi)傳播到幾千米或幾十千米的視距(LOS)傳播，會(huì)遭遇各種

6、復(fù)雜的地物，如建筑物、山脈和樹(shù)葉等障礙物的非視距(NLOS)傳播。由于無(wú)線信道不像有線信道那樣固定并可預(yù)見(jiàn)，而是具有很大的隨機(jī)性，甚至移動(dòng)臺(tái)的速度都會(huì)對(duì)信號(hào)電平的衰減產(chǎn)生影響，以上因素都造成無(wú)線信道非常難以分析。仔細(xì)分析無(wú)線信道的傳輸特點(diǎn)，是提高無(wú)線傳輸效率和質(zhì)量的前提，一般用統(tǒng)計(jì)方法來(lái)分析和建模無(wú)線信道。1.2 信號(hào)傳播方式在無(wú)線環(huán)境下進(jìn)行通信，信號(hào)可能要經(jīng)過(guò)許多的障礙物，如大樓、街道、樹(shù)木以及移動(dòng)的汽車(chē)等。信號(hào)的傳播途徑大致可分為4種：(1)直線傳播在較廣闊的地區(qū)，如郊區(qū)或農(nóng)村。然而在城市環(huán)境中，直線傳播很少見(jiàn)。(2)反射信號(hào)往往經(jīng)過(guò)大的建筑物、平坦的地面和高山反射。反射是信號(hào)傳播的一種重

7、要途徑。(3)折射信號(hào)經(jīng)過(guò)障礙物的邊界時(shí)，經(jīng)折射繞過(guò)障礙物而到達(dá)目的地，信號(hào)經(jīng)折射后衰減很大。因此，在無(wú)線信道模型中，一般忽略這種傳播途徑。(4)散射當(dāng)信號(hào)遇到一個(gè)或多個(gè)較小的障礙物時(shí)，出現(xiàn)散射現(xiàn)象，即信號(hào)分成了許多個(gè)隨機(jī)方向的信號(hào)。散射在城市通信中為最重要的一種傳播方式。信號(hào)經(jīng)散射后很難預(yù)測(cè)，因此理論上的建模往往建立在統(tǒng)計(jì)分析的基礎(chǔ)上。在實(shí)際環(huán)境中，信號(hào)利用障礙物的反射、散射或直線傳播等，經(jīng)多條路徑到達(dá)接收端，即多徑傳播，從而形成了多徑傳播。1.3 移動(dòng)無(wú)線信道的衰落特性移動(dòng)無(wú)線信道是一種時(shí)變多徑信道。無(wú)線電信號(hào)通過(guò)移動(dòng)信道時(shí)會(huì)遭受來(lái)自不同途徑的衰減損害，這些來(lái)自不同途徑的衰減損害對(duì)通信系統(tǒng)

8、的性能帶來(lái)極大的影響。這些算還可以歸納為三類(lèi)。接收信號(hào)的功率可用公式(2-1)表示為：P(d)=dS(d)R(d)式中，d表示移動(dòng)臺(tái)到基站的距離。當(dāng)移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)時(shí)，距離是時(shí)間的函數(shù)，所以接收信號(hào)功率也是時(shí)間的函數(shù)。式（2-1）表明了信道對(duì)傳輸信號(hào)的三類(lèi)影響:1 .自由空間傳播損耗與彌散，用d”表示，它是移動(dòng)臺(tái)與基站之間距離的函數(shù)，描述的是大尺度范圍內(nèi)（數(shù)百米或者數(shù)千米）接收信號(hào)強(qiáng)度隨發(fā)射-接收距離而變換的特性。2 .陰影衰落，又稱(chēng)慢衰落，用S（d）表示。這是由于傳播環(huán)境中的地形起伏、建筑物及其障礙物對(duì)電波遮蔽所引起的衰落。它反應(yīng)中等尺度（數(shù)百波長(zhǎng)）的區(qū)間內(nèi)信號(hào)電平中值的慢變化特性，其衰落特性符號(hào)

9、對(duì)數(shù)正態(tài)分布。3 .多徑衰落，又稱(chēng)快衰落，用R（d）表示。這是由于移動(dòng)傳播環(huán)境的多徑傳輸引起的衰落。它描述的是在中等小尺度（數(shù)個(gè)或數(shù)個(gè)波長(zhǎng)）范圍內(nèi)，接收信號(hào)強(qiáng)度的瞬時(shí)值呈現(xiàn)快速變化的特征，其衰落特性一般符合瑞利分布，主要是由接收端周?chē)矬w產(chǎn)生的反射波相疊加引起的。圖1-1某一衰落信號(hào)的路徑損失、慢衰落與快衰落圖（1-1）給出了某一衰落信號(hào)的路徑損失、慢衰落和快衰落的示意圖。從移動(dòng)通信系統(tǒng)工程的角度看，傳播損耗和陰影衰落主要影響到無(wú)線區(qū)的覆蓋，而多徑衰落則嚴(yán)重影響信號(hào)的傳輸質(zhì)量，必須采用抗衰落技術(shù)來(lái)減少其影響。要研究這些技術(shù)，首先工作便是深入了解移動(dòng)信道本身的特性，并在此基礎(chǔ)上研究信道的統(tǒng)計(jì)特性

10、，要建立合適的隨機(jī)信道模型。1.4多徑衰落信道的物理特性移動(dòng)信道是一種多徑衰落信道，各條傳播路徑上的信號(hào)幅度、時(shí)延及相位隨時(shí)隨地發(fā)生變化，所以接收到的信號(hào)的電平是起伏不定的，這些多徑信號(hào)相互就形成了衰落。多徑傳播對(duì)于數(shù)字信號(hào)傳輸有特殊的影響，包括角度擴(kuò)展、時(shí)延擴(kuò)展和頻率擴(kuò)展。1 .角度擴(kuò)展一空間選擇性衰落角度擴(kuò)展包括接收端的角度擴(kuò)展和發(fā)射端的角度擴(kuò)展。接收端的角度擴(kuò)展是指多徑信號(hào)到達(dá)天線陣列的到達(dá)角度的展寬。同樣，發(fā)射端的角度擴(kuò)展是指由多徑的反射和散射引起的發(fā)射角展寬。由于角度擴(kuò)展，接收信號(hào)產(chǎn)生空間選擇性衰落，也就是說(shuō)，接收信號(hào)幅值與天線的空間位置有關(guān)。空間選擇性衰落用相干距離來(lái)描述。相干距離

11、定義為兩根天線上的信道響應(yīng)保持強(qiáng)相關(guān)的最大空間距離。相干距離越短，角度擴(kuò)展越大；反之，相干距離越長(zhǎng)，則角度擴(kuò)展越小。2 .時(shí)延擴(kuò)展-頻率選擇性衰落在多徑傳播條件下，接收信號(hào)會(huì)產(chǎn)生時(shí)延擴(kuò)展。當(dāng)發(fā)射端發(fā)送一個(gè)極窄的脈沖信號(hào)8時(shí),由于不同路徑的傳播距離不一樣，信號(hào)沿各個(gè)路徑到移動(dòng)臺(tái)的時(shí)間也就不同，接收信號(hào)由不同時(shí)延的脈沖組成，可表示為r(t)=、an,t-n(t)n其中，an(t)是第n條路徑的反射系數(shù)，品(t)是第n條路徑的時(shí)延。最后一個(gè)可分辨的延時(shí)信號(hào)與第一個(gè)延時(shí)信號(hào)到達(dá)時(shí)間之差為最大時(shí)延擴(kuò)散，記做Tmo由于時(shí)延的擴(kuò)展，接收信號(hào)中一個(gè)碼元的波形會(huì)擴(kuò)展到其他碼元周期中，引起碼間串?dāng)_。與時(shí)延擴(kuò)散有關(guān)

12、的一個(gè)重要概念是相干帶寬。通常用最大時(shí)延的倒數(shù)來(lái)定義相干帶寬。對(duì)移動(dòng)信號(hào)來(lái)說(shuō)，當(dāng)信號(hào)帶寬小于相干帶寬時(shí)，發(fā)生非頻率選擇性衰落，即傳輸后信號(hào)中各頻率分量所遭受的衰落是一致的，因而衰落信號(hào)的波形不失真。當(dāng)信號(hào)帶寬大于相干帶寬時(shí)，發(fā)生頻率選擇性衰落，即傳輸信道對(duì)信號(hào)中不同頻率分量有不同的隨機(jī)響應(yīng)，所以衰落信號(hào)波形將產(chǎn)生失真。一般來(lái)說(shuō)，窄帶信號(hào)通過(guò)移動(dòng)信道會(huì)引起平坦衰落，而寬帶擴(kuò)頻信號(hào)將引起頻率選擇性衰落。3 .頻率擴(kuò)展一時(shí)間選擇性衰落移動(dòng)臺(tái)在運(yùn)動(dòng)中通信時(shí)，接收信號(hào)頻率會(huì)發(fā)生變化，稱(chēng)為多普勒效應(yīng)，所導(dǎo)致的附加頻移稱(chēng)為多普勒頻域，表示為,vcos二fD二其中，a是入射電波與移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)方向的夾角，V是運(yùn)動(dòng)

13、速度，入是波長(zhǎng)。fm=v/K是fD的最大值，稱(chēng)為最大多普勒頻移。在多徑環(huán)境中，衰落信號(hào)的頻率隨機(jī)變換稱(chēng)為隨機(jī)調(diào)頻。對(duì)于移動(dòng)臺(tái)來(lái)說(shuō)，由于周?chē)矬w的發(fā)射，其多徑接收信號(hào)的入射角都不全相同。假設(shè)移動(dòng)臺(tái)天線為全向天線，路徑數(shù)較大，不存在直達(dá)徑，則可認(rèn)為多徑波均勻來(lái)自各個(gè)方向，入射角a服從0-2兀的均勻分布，來(lái)自a與-a之間的電波有相同的多普勒頻移，是接收信號(hào)的頻率為f=fcfmCOS工由上式可見(jiàn)，雖然發(fā)射頻率為fc，但接收信號(hào)的頻率卻擴(kuò)展到從fc-幻到fc+幻范圍，這就是多普勒頻展。時(shí)間選擇性衰落信號(hào)的幅度變化符合瑞利分布，通常稱(chēng)為瑞利衰落。瑞利衰落隨時(shí)間急劇變化，又稱(chēng)為“快衰落”，衰落最快時(shí)每秒2V

14、/入次。但瑞利衰落的中值場(chǎng)強(qiáng)只產(chǎn)生比較平緩的變化，故稱(chēng)為“慢衰落”。最大多普勒頻展寬度f(wàn)m的倒數(shù)定義為相干時(shí)間TCo相干時(shí)間表征的是時(shí)變信道對(duì)信號(hào)的衰落節(jié)拍，而這種衰落是由于多普勒效應(yīng)引起的。在時(shí)間間隔TC之內(nèi)，信道可以認(rèn)為是不變的。綜上所述，頻率選擇性和時(shí)間選擇性是衰落信道的兩個(gè)不同特性。將他們合在一起考慮，衰落信道一般可以被分為一下四種類(lèi)型：(1)平坦衰落信道(2) 頻率選擇性衰落信道(3) 時(shí)間選擇性衰落信道(4) 雙選擇性衰落信道衰落信道的類(lèi)型對(duì)無(wú)線通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)起著關(guān)鍵性的作用。如何給衰落心道的類(lèi)型進(jìn)行定性，取決于應(yīng)用環(huán)境和系統(tǒng)的要求。1.5無(wú)線信道的數(shù)學(xué)模型由上節(jié)內(nèi)容可知，要建立合

15、理的移動(dòng)通信信道仿真模型，必須考慮信道的隨機(jī)時(shí)變和時(shí)延擴(kuò)展亮方面的特點(diǎn)。隨機(jī)時(shí)變特性可用多個(gè)獨(dú)立信號(hào)源的疊加來(lái)表征，當(dāng)信號(hào)源數(shù)目很大時(shí)，由中心極限定力可知，接收信號(hào)在基帶上可以表示為獨(dú)立的零均值復(fù)高斯隨機(jī)過(guò)程，其幅度變化符合瑞利分布，稱(chēng)為瑞利衰落信道。當(dāng)信號(hào)源中有一直達(dá)強(qiáng)徑時(shí)，則幅度變化符合萊斯分布,稱(chēng)為萊斯衰落信道。因?yàn)槿鹄诺栏咂毡樾院痛硇?，本文中的仿真主要針?duì)瑞利衰落信道來(lái)進(jìn)行的。1 .瑞利分布衰落(RayleighFading)當(dāng)信道中傳送到接收機(jī)的信號(hào)散射分量數(shù)目很大時(shí)，應(yīng)用中心極限定理可得到信道脈沖響應(yīng)的高斯過(guò)程模型。如果該過(guò)程是零均值的，那么任何時(shí)刻信道響應(yīng)的包絡(luò)都具有瑞利概

16、率分布，而相位在(0,2兀)區(qū)間內(nèi)均勻分布，即工r,r2-yexp(-2)(0三r三二)p(r)=20(r；0)其中，仃是包絡(luò)檢波之前所接收到的信號(hào)均方根值,仃2是包絡(luò)檢波之前的接收信號(hào)包絡(luò)的時(shí)間平均功率。2.萊斯分布衰落(RiceFading)當(dāng)存在一個(gè)主要的靜態(tài)信號(hào)分量時(shí)，小尺度衰落的包絡(luò)分布服從萊斯分布。這種情況下，從不同角度隨機(jī)到達(dá)的多徑分量疊加在靜態(tài)的主要信號(hào)上。包絡(luò)檢波的輸出端就會(huì)在隨機(jī)多徑分量上疊加一個(gè)直流分量，其概率密度函數(shù)分布為2exp()10()(0Mr三二)p(r)二二2二二0(r:二0)參數(shù)A指主信號(hào)幅度的峰值，10(，)是第一類(lèi)0階貝賽爾函數(shù)。1.6本章小結(jié)移動(dòng)無(wú)線信

17、道的最大特征是信道的時(shí)變性。本章介紹了無(wú)線信道的衰落特性，并且分析了多徑衰落信道的無(wú)理特性，最后圍繞時(shí)變信道的物理特性對(duì)無(wú)線信道的幾種衰落模型進(jìn)行了介紹。第二章MIMO-OFDM系統(tǒng)無(wú)線傳輸信道，尤其是移動(dòng)環(huán)境中的無(wú)線傳輸信道是一個(gè)非常復(fù)雜的物理現(xiàn)象，未來(lái)移動(dòng)通信要在有限的頻譜資源上支持高速率數(shù)據(jù)和多媒體業(yè)務(wù)的傳輸，就必須采取頻譜效率高的抗衰落技術(shù)來(lái)提高系統(tǒng)的性能。OFDM和MIMO正是其中的兩種有效措施，而將兩者相結(jié)合構(gòu)成的MIMO-OFDM系統(tǒng)，技術(shù)上相互補(bǔ)充，使之成為實(shí)現(xiàn)無(wú)線信道高速數(shù)據(jù)傳輸最有希望的解決方案之一。本章先介紹MIMO和OFDM的基本原理，然后對(duì)MIMO-OFDM系統(tǒng)進(jìn)行分

18、析。2.1 MIMO無(wú)線通信技術(shù)傳統(tǒng)的無(wú)線通信系統(tǒng)是采用一個(gè)發(fā)射天線和一個(gè)接收天線的通信系統(tǒng)，即所謂的單入單輸出（SISO）天線系統(tǒng)。SISO天線系統(tǒng)在信道容量上具有一個(gè)通信上不可突破的瓶頸Shannon容量限制。因?yàn)橛脩?hù)對(duì)更高的數(shù)據(jù)傳輸速率的需求非常迫切，必須進(jìn)一步提高無(wú)線通信系統(tǒng)的容量。多入多出（MIMO，Multiple-InputMultiple-Out-put）或多發(fā)多收天線（MTMRA，MultipleTransmitMultipleReceiveAntenna）技術(shù)是無(wú)線移動(dòng)通信領(lǐng)域智能天線技術(shù)的重大突破。該技術(shù)能在不增加帶寬的情況下成倍地提高通信系統(tǒng)的容量和頻譜利用率，是新一代

19、移動(dòng)通信系統(tǒng)必須采用的關(guān)鍵技術(shù)。多入多出（MIMO）或多發(fā)多收天線（MTMRA）技術(shù)是無(wú)限通信領(lǐng)域天線技術(shù)的重大突破。多入多出技術(shù)能在不增加貸款的情況下成倍地提供通信系統(tǒng)的容量和頻譜利用率。普遍認(rèn)為，多入多出將是新一代移動(dòng)通信系統(tǒng)必須采用的關(guān)鍵技術(shù)。早在70年代就有人提出將墮入多出技術(shù)用于通信系統(tǒng)，但是對(duì)無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)多入多出技術(shù)產(chǎn)生巨大推動(dòng)的奠基工作則是90年代由AT&TBell實(shí)驗(yàn)室學(xué)者完成的。目前，各國(guó)學(xué)者對(duì)于MIMO的理論，性能、算法和實(shí)現(xiàn)等各方面正在廣泛的進(jìn)行研究。利用MIMO技術(shù)可以提高信道的容量，同時(shí)也可以提高信道的可靠性，降低誤碼率。前者是利用MIMO信道提供的空間復(fù)用增益，

20、后者是利用MIMO信道提供的空間分集增益。實(shí)現(xiàn)空間復(fù)用增益的算法主要有貝爾實(shí)驗(yàn)室的BLAST算法、ZF算法、MMSE算法、ML算法。ML算法具有很好的譯碼性能，但是復(fù)雜度比較大，對(duì)于實(shí)時(shí)性要求較高的無(wú)線通信不能滿(mǎn)足要求。ZF算法簡(jiǎn)單容易實(shí)現(xiàn)，但是對(duì)信道的信噪比要求較高。性能和復(fù)雜度最優(yōu)的就是BLAST算法。該算法實(shí)際上是使用ZF算法加上干擾刪除技術(shù)得出的。目前MIMO技術(shù)領(lǐng)域另一個(gè)研究熱點(diǎn)就是空時(shí)編碼。常見(jiàn)的空時(shí)碼有空時(shí)塊碼、空時(shí)格碼。空時(shí)碼的主要思想是利用空間和時(shí)間上的編碼實(shí)現(xiàn)一定的空間分集和時(shí)間分集，從而降低信道誤碼率。MIMO技術(shù)研究的內(nèi)容主要包括4個(gè)方面：1) MIMO最落信道的測(cè)量和

21、建模方法；2) MIMO信道容量的分析；3) 基于MIMO的空時(shí)編/解碼方法；4) 基于MIMO的接收機(jī)關(guān)鍵技術(shù)，如信道估計(jì)、均衡、多用戶(hù)檢測(cè)等。隨著無(wú)線通信技術(shù)的快速發(fā)展和以數(shù)字業(yè)務(wù)為代表的新業(yè)務(wù)的不斷涌現(xiàn)，頻譜資源的嚴(yán)重不足已經(jīng)日益成為遏制無(wú)線通信事業(yè)的瓶頸。如何充分開(kāi)發(fā)利用有限的頻譜資源，提高頻譜利用率，是當(dāng)前通信界研究的熱點(diǎn)課題之一。在上個(gè)世紀(jì)九十年代中期，美國(guó)的貝爾實(shí)驗(yàn)室發(fā)表了一系列文章，提出了以引入了空域處理技術(shù)的MIMO系統(tǒng)1為代表的多天線通信系統(tǒng)，并就其編碼技術(shù)方案以及信號(hào)處理技術(shù)進(jìn)行了全面的闡述。理論和實(shí)踐證明，無(wú)線通信系統(tǒng)中發(fā)射端和接收端同時(shí)采用多天線，可以極大地提高系統(tǒng)的

22、容量。發(fā)射端和接收端均采用多個(gè)天線或者天線陣列，就構(gòu)成了一個(gè)無(wú)線MIMO系統(tǒng)。無(wú)線MIMO系統(tǒng)采用空時(shí)處理技術(shù)進(jìn)行信號(hào)處理。在多徑環(huán)境下，無(wú)線MIMO系統(tǒng)可以極大地提高頻譜利用率，增加系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸率?？梢猿浞掷枚鄰劫Y源，提高系統(tǒng)的性能是無(wú)線MIMO系統(tǒng)最大的優(yōu)點(diǎn)。5) 1.1MIMO系統(tǒng)模型在平坦衰落即非頻率選擇性衰落條件下，收發(fā)端均采用了陣列天線，假設(shè)發(fā)射端有N個(gè)天線，接收端有M個(gè)天線，就構(gòu)成了一個(gè)(N,M)的無(wú)線MIMO系統(tǒng)。在k時(shí)刻，輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)發(fā)射端的信號(hào)處理單元編碼為對(duì)應(yīng)于N個(gè)發(fā)射天線的N個(gè)碼元2c1(k),.,cN(k)。此時(shí)，我們可以將第j接收天線在k時(shí)刻的接收信號(hào)yj(k)

23、,j=1,.,M寫(xiě)作“：Nyj(k)=hj(k)c*k)+nj(k),j=1,.,M(2-1)i1接收端儕號(hào)處理龍時(shí)端缶號(hào)處理圖2-1典型無(wú)線MIMO系統(tǒng)的信道模型結(jié)構(gòu)示意圖進(jìn)一步可以得到(2-1)式的向量形式：y(k)=H(k)c(k)n(k)(2-2)式中，y(k)=M(k),.,yM(k)T是M父1維接收信號(hào)向量。MxN維的信道矩陣為H(k)=h(k),hM(k)T,其中hj(k)=hj(k),.,hNj(k)f,1jM是從N個(gè)發(fā)射天線到第j個(gè)接收天線的Nx1維信道向量。c(k)=h(k),.,CN(k)為k時(shí)刻從N個(gè)發(fā)射天線發(fā)射的NM1維碼向量。n(k)=h(k),.,nM(k)為接收

24、天線一端的M父1維噪聲向量。關(guān)于信號(hào)模型(2-1)和(2-2),我們有下面的假設(shè)：1)信道衰落為平坦衰落或準(zhǔn)靜態(tài)信道，信道矩陣為復(fù)高斯隨機(jī)矩陣，其元素均為均值為0,方差為1獨(dú)立同分布的復(fù)高斯隨機(jī)變量。2)信號(hào)矢量c(k)的各個(gè)元素ci(k)(1芻WN)為零均值，方差為的互不相關(guān)的隨機(jī)變量。假設(shè)c(k)的總功率為P,則c(k)的自相關(guān)矩陣為：Ec(k)cH(k)=JlN=PlN(2-3)N3)噪聲矢量n(k)代表均值為零的復(fù)高斯加性白噪聲，其自相關(guān)矩陣為：En(k)nH(k)rr21M(2-4)而且，與c(k)相互獨(dú)立,既有Ec(k)nH(k)句。4)N個(gè)符號(hào)從N個(gè)不同的天線同時(shí)發(fā)射出去。2.1

25、.2MIMO系統(tǒng)優(yōu)缺點(diǎn)MIMO是能夠把有效性和可靠性都發(fā)揮到極致的技術(shù)，達(dá)到極致的有效性可以通過(guò)分層空時(shí)復(fù)用(LST)來(lái)實(shí)現(xiàn)，但同時(shí)引入增強(qiáng)的空時(shí)干擾，導(dǎo)致可靠性下降，另外，達(dá)到極致的可靠性可以通過(guò)空時(shí)編碼(STC)來(lái)實(shí)現(xiàn)，但同時(shí)利用冗余導(dǎo)致有效性下降?？梢哉f(shuō)，MIMO的本質(zhì)就是分集與復(fù)用的關(guān)系，如圖2-2所示。MIMO有效性分集與復(fù)用的關(guān)系圖2-2MIMO技術(shù)的本質(zhì)MIMO技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)可以通過(guò)下面三個(gè)增益來(lái)概括：(1)陣列增益。陣列增益是指由于接收機(jī)通過(guò)對(duì)接收信號(hào)的相干合并而獲得的平均SNR的提高。在發(fā)射機(jī)不知道信道信息的情況下，MIMO系統(tǒng)可以獲得的陣列增益與接收天線數(shù)成正比。(2) 復(fù)用增

26、益。在采用空間復(fù)用方案的MIMO系統(tǒng)中，可以獲得復(fù)用增益，即信道容量成倍增加。信道容量的增加與min(NT,NR)成正比，NT和NR分別為發(fā)射天線數(shù)和接收天線數(shù)。(3) 分集增益。在采用空間分集方案的MIMO系統(tǒng)中，可以獲得分集增益，即可靠性性能的改善。分集增益用獨(dú)立衰落支路數(shù)來(lái)描述，即分集指數(shù)。在使用了空時(shí)編碼的MIMO系統(tǒng)中，分集指數(shù)等于發(fā)射天線數(shù)與接收天線數(shù)的乘積。另外，在分布式MIMO系統(tǒng)中，由于接收天線或發(fā)射天線之間的間距較遠(yuǎn)，可認(rèn)為它們各自的大尺度衰落是相互獨(dú)立的，因此分布式MIMO系統(tǒng)不僅可以獲得上述的小尺度衰落分集，還可以獲得大尺度衰落分集，即宏分集。MIMO技術(shù)的缺點(diǎn)具體表現(xiàn)

27、在：(1)空間相關(guān)?？臻g特性是維系MIMO性能的關(guān)鍵，無(wú)論從有效性的并行子信道和可靠性的分集指數(shù)都和空間獨(dú)立性有關(guān)，空間相關(guān)導(dǎo)致的低秩和低分集指數(shù)都極大影響著MIMO的信道容量和誤碼性能。(2)空間干擾。這是空時(shí)復(fù)用最直接的影響，在沒(méi)有空間分集可利用的系統(tǒng)中恢復(fù)各發(fā)射天線等功率的信號(hào)必定造成的判決性能的下降，因此，接收端的干擾消除算法能夠保證系統(tǒng)性能的關(guān)鍵。2.2OFDM技術(shù)在實(shí)際的移動(dòng)無(wú)線通信中，信號(hào)從發(fā)射天線經(jīng)過(guò)一個(gè)時(shí)變多徑信道到達(dá)接收天線，會(huì)產(chǎn)生時(shí)間選擇性衰落和頻率選擇性衰落。由于信道的時(shí)變特性會(huì)引起信號(hào)頻率的展寬，導(dǎo)致多普勒效應(yīng)，而信道的多徑傳播則會(huì)引起信號(hào)在時(shí)間上的展寬并導(dǎo)致頻譜選擇

28、性衰落，因此，人們常采用相干時(shí)間或多普勒帶寬來(lái)描述信道的時(shí)變特勝，采用多徑時(shí)延擴(kuò)展或相干帶寬來(lái)描述信道的多徑特性。在小于相干的時(shí)間范圍內(nèi)，可以將信道看成線性時(shí)不變系統(tǒng)。如果信道帶寬小雨相關(guān)帶寬，則可以認(rèn)為該信道為非頻率選擇性信道，其經(jīng)歷的衰落為平滑衰落，即所有的頻率成分所經(jīng)歷的衰落情況是相同的。這樣就可以得到一個(gè)簡(jiǎn)單而又較為符合實(shí)際的情況的研究模型。正交頻分復(fù)用(OFDM)的基本原理就是把高速的數(shù)據(jù)流通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，分配到數(shù)率相對(duì)較低的若干個(gè)子信道中進(jìn)行傳輸，因此每個(gè)子信道中的符號(hào)周期會(huì)相對(duì)增加，可以減輕由于無(wú)線信道的多徑時(shí)延擴(kuò)展所產(chǎn)生的時(shí)間彌散性對(duì)系統(tǒng)造成的碼間干擾。如果采用循環(huán)前綴作為保護(hù)間

29、隔，還可以避免由于多徑帶來(lái)的信道間干擾(ICI)。在OFDM系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，需要考慮一系列參數(shù)，如子載波的個(gè)數(shù)、保護(hù)間隔、OFDM符號(hào)的周期、采樣間隔、子載波的調(diào)制方式、前向糾錯(cuò)碼的方式等。這些參數(shù)的選擇受系統(tǒng)要求約束，如可利用的帶寬、要求的比特速率、最大的多徑時(shí)延和多普勒頻偏值。其中一些參數(shù)本身存在著固有矛盾，如為了能夠很好的抵制時(shí)延擴(kuò)展，采用大量間隔較小的子載波比較理想，但從抵制多普勒擴(kuò)展和相位噪聲的角度來(lái)看，采用少量的間隔較大的子載波則比較合適。2.2.1 OFDM系統(tǒng)模型OFDM利用逆快速傅立葉變換(IFFT)和快速傅立葉變換(FFT)來(lái)分別實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)，是實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度最低、應(yīng)用最廣的一

30、種多載波傳輸方案。它把一個(gè)高速的數(shù)據(jù)流分成許多低速的數(shù)據(jù)流，這些低速的數(shù)據(jù)流在通過(guò)正交頻率進(jìn)行調(diào)制的同時(shí)進(jìn)行傳輸，這樣就可以把寬帶變成窄帶，也就可以徹底的解決頻率選擇性衰落這個(gè)問(wèn)題。為了提高頻譜利用率，OFDM信號(hào)中各個(gè)子載波頻譜互相重疊，且保持正交。在接收端通過(guò)相關(guān)解調(diào)器分離出各個(gè)子載波，同時(shí)也消除了ISI的影響。數(shù)據(jù)流串并變換-0A積分A-白川4，勺圖2-3OFDM系統(tǒng)模型OFDM系統(tǒng)模型如圖2-3所示。OFDM信號(hào)是一個(gè)包括多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載波合成信號(hào)，每個(gè)子載波都可以受到PSK或MQAM符號(hào)的調(diào)制。如果N表示子載波的個(gè)數(shù)，TN表示OFDM符號(hào)寬度，X(k),k=0,1,2,，N-1是分

31、配給每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)，fc是載波頻率，則第k個(gè)子載波的頻率為fk=fc+kdf,其中Af為子載波的頻率間隔，為了保證子載波之間的正交性，相鄰子載波的頻率間隔必須滿(mǎn)足Af=1/Tn。此時(shí)，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個(gè)周期，而且相鄰子載波之間相差1個(gè)周期。對(duì)于調(diào)制后的數(shù)據(jù)流若用矩陣脈沖成型，矩形脈沖為tMTn/2,則一個(gè)OFDM信號(hào)可以表示為：N4tx(t)=、:X(k)rect(tN)exp(i2二fkt),fk=fck：fkt2其中實(shí)部和虛部分別對(duì)應(yīng)于OFDM符號(hào)的同相和正交分量，在實(shí)際中可以分別與相應(yīng)子載波的余弦分量和正弦分量相乘，構(gòu)成最終的OFDM信號(hào)。在接收端，

32、對(duì)接收信號(hào)Y(t采用相關(guān)解調(diào)器解調(diào)，并經(jīng)抽樣、判決。此時(shí)接收數(shù)據(jù)可表示為:1TNX(N)y(t)exp(2二fnt)dtTN01TNN1T=一X(k)rect(t-)exp(i2二f#exp(i2二fnt)dtTN0kJ?2其中fn=fc+nAf,n=0,1,2H|N-1,因?yàn)楦髯虞d波相互正交，上式即可表示為:OFDM符號(hào)中子載波的正交性可以通過(guò)頻譜來(lái)理解。OFDM信號(hào)的頻譜是一組sinc函數(shù),函數(shù)的零點(diǎn)出現(xiàn)在頻率Af的整數(shù)倍位置上，如圖2-4所示。圖2-4OFDM信號(hào)的頻譜式(2-24)中的OFDM等效基帶信號(hào)可以采用離散傅里葉逆變換(IDFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)信號(hào)x(t)以Ts/N的速率進(jìn)行采樣

33、，即令t=kTs,k=0,1,2|N-1,可以得到：N42二kix(n)=x(nT)-X(k)exp(j()n=0,1,l2N-1kfN從式(2-25)可以看到，x(n)等效為對(duì)X(k)進(jìn)行IDFT運(yùn)算。同樣在接收端，恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)符號(hào)X(k),可以對(duì)x(n)進(jìn)行逆變換，即DFT,可得到：N4X(k)=、.x(n)exp(-j(n=0,k=0,1,|2N-1根據(jù)上述分析可以看到，OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT/DFT來(lái)代替。通過(guò)N點(diǎn)IDFT運(yùn)算，可以認(rèn)為是把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)X(k)變換成時(shí)序數(shù)據(jù)符號(hào)x(n,并經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換、低通濾波以及射頻載波調(diào)制之后，發(fā)射到信道中；在接收端，接收信號(hào)

34、經(jīng)過(guò)下變頻、低通濾波以及A/D轉(zhuǎn)換成為時(shí)序數(shù)據(jù)符號(hào)x(n),再通過(guò)DFT變換恢復(fù)為原始的發(fā)射數(shù)據(jù)必(k)。在OFDM系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中，可以采用更加方便快捷的快速傅立葉變換(IFFT/FFT)。N點(diǎn)IDFT運(yùn)算需要實(shí)施N次復(fù)數(shù)乘法，而IFFT可以顯著地降低運(yùn)算的復(fù)雜度，對(duì)于常用的基2的IFFT算法來(lái)說(shuō)，其復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)僅為(N/2)logN了，而且隨著子載波個(gè)數(shù)N的增加，這種算法復(fù)雜度之間的差距也越明顯。2.2.2OFDM系統(tǒng)的優(yōu)缺點(diǎn)OFDM是能夠把有效性發(fā)揮到極致的一種技術(shù)，而這種極致的有效性存在一個(gè)極大的弱點(diǎn)，即子載波的正交性，這將大大影響到OFDM的可靠性?？梢哉f(shuō)，OFDM的本質(zhì)就是正交性

35、，正交性維系著OFDM的有效性和可靠性，如圖2-5所示。OFDM有效性、OFDM可靠性;正交性-7圖2-5OFDM技術(shù)的本質(zhì)OFDM技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)具體表現(xiàn)在：(l)把高速數(shù)據(jù)流通過(guò)串并轉(zhuǎn)換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，從而可以有效地減少無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的符號(hào)間干擾(ISI),因此減小了接收機(jī)的均衡復(fù)雜度，甚至可以不采用均衡器，采用循環(huán)前綴來(lái)消除ISI的不利影響。(2) OFDM由于各個(gè)子載波之間保持正交性，可以使子信道頻譜相互重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)可以最大限度地提高頻譜利用率。(3) 各個(gè)子信道中的這種正交調(diào)制和解調(diào)可以采用IDFT和DFT來(lái)實(shí)現(xiàn)，

36、對(duì)于N很大的系統(tǒng)中，可以通過(guò)采用快速傅里葉變換(FFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)，降低實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。(4) 由于無(wú)線信道存在頻率選擇性，不可能所有的子載波都同時(shí)處于比較深的衰落情況中，因此可以通過(guò)動(dòng)態(tài)自適應(yīng)地利用信噪比(SNR)比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。而且對(duì)于多用戶(hù)系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，對(duì)一個(gè)用戶(hù)不適合的子信道對(duì)其他用戶(hù)來(lái)說(shuō)可能就是性能比較好的子信道。(5) OFDM技術(shù)可以很容易地與其他多種接入方式結(jié)合使用，比如OFDMA系統(tǒng)、多載波碼分多址MC-CDMA系統(tǒng)、跳頻OFDM系統(tǒng)以及OFDM-TDMA系統(tǒng)等等，使得多個(gè)用戶(hù)可以同時(shí)利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳輸。OFDM技術(shù)的缺點(diǎn)具體表現(xiàn)在：(l)頻率偏移能夠造

37、成子載波正交性的破壞。這種頻率偏移主要來(lái)源于時(shí)變信道的多普勒頻移，以及傳輸過(guò)程中收發(fā)兩端振蕩器存在的頻率偏移，這些都能夠造成子載波間干擾(ICI),因此，頻率偏移敏感是OFDM技術(shù)的主要缺點(diǎn)。這就是使得同步技術(shù)尤為重要。(2)存在較高的峰值平均值功率比(PAPR)。與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此如果多個(gè)信號(hào)的相位一致時(shí)，所得到的疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的平均功率比，這就對(duì)發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，否則會(huì)使信號(hào)出現(xiàn)畸變，導(dǎo)致疊加信號(hào)的頻譜發(fā)生變化，子載波間的正交性遭到破壞，引起ICI。2.3 MIMO-OFD峨

38、術(shù)2.3.1 MIMO、OFD陳統(tǒng)組合的必要性在高速寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中，多徑效應(yīng)、頻率選擇性衰落和帶寬效率是信號(hào)傳輸過(guò)程中必須考慮的幾個(gè)關(guān)鍵問(wèn)題。多徑效應(yīng)會(huì)引起信號(hào)的衰落，因而被視為有害因素。然而MIMO系統(tǒng)是針對(duì)多徑無(wú)線信道而產(chǎn)生的，在一定程度上可以利用傳播過(guò)程中產(chǎn)生的多徑分量，多徑效應(yīng)對(duì)其影響并不大，反而可以作為一個(gè)有利因素加以使用。但MIMO對(duì)于頻率選擇性衰落仍無(wú)法避免，而解決頻率選擇性衰落問(wèn)題恰恰正是OFDM的一個(gè)長(zhǎng)處。OFDM技術(shù)實(shí)質(zhì)上是一種多載波窄帶調(diào)制，可以將寬帶信道轉(zhuǎn)化成若干個(gè)平坦的窄帶子信道，每個(gè)子信道上的信號(hào)帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，所以每個(gè)子信道上的頻率選擇性衰落可以看作是

39、平坦性衰落。OFDM被認(rèn)為是第四代移動(dòng)通信中的核心技術(shù)，然而4G需要高的頻譜利用技術(shù)和高速傳輸系統(tǒng)，為了進(jìn)一步提高系統(tǒng)傳輸速率，使用OFDM技術(shù)的無(wú)線通信網(wǎng)就必須增加載波的數(shù)量，而這種方法會(huì)造成系統(tǒng)復(fù)雜度的增加，并增大系統(tǒng)的占用帶寬。而MIMO多天線技術(shù)能在不增加帶寬的情況下，在每一個(gè)窄帶平坦子信道上獲得更大的信道容量，可以成倍地提高通信系統(tǒng)的容量和頻譜效率，是一種利用空間資源換取頻譜資源的技術(shù)。因此MIMO-OFDM系統(tǒng)的提出是無(wú)線通信領(lǐng)域的重大突破，其頻譜利用率高、信號(hào)傳輸穩(wěn)定、高傳輸速率等基本特性能夠滿(mǎn)足下一代無(wú)線傳輸網(wǎng)發(fā)展要求。MIMO-OFDM系統(tǒng)內(nèi)組合了多輸入和多輸出天線和正交頻分

40、復(fù)用調(diào)制兩大關(guān)鍵技術(shù)。這種系統(tǒng)通過(guò)空間復(fù)用技術(shù)可以提供更高的數(shù)據(jù)傳輸速率，又可以通過(guò)空時(shí)分集和正交頻分復(fù)用達(dá)到很強(qiáng)的可靠性和頻譜利用率。2.3.2 MIMO-OFDM系統(tǒng)模型OFDM解調(diào)OFDM解調(diào)接收算法圖2-6MIMO-OFDM系統(tǒng)基本原理框圖如圖2-6所示，為MIMO-OFDM系統(tǒng)的基本原理圖。在發(fā)送端，發(fā)送比特流經(jīng)過(guò)MIMO編碼后變成n路，n為發(fā)送天線個(gè)數(shù)。每一路分別做OFDM調(diào)制，最后由相應(yīng)的天線發(fā)送出去。在接收端，有m個(gè)接收天線，現(xiàn)在每個(gè)接收天線上做OFDM解調(diào)，然后將解調(diào)后的信號(hào)做MIMO解碼。MIMO-OFDM技術(shù)將空間分集、時(shí)間分集以及頻率分集有機(jī)的結(jié)合起來(lái)，從而能夠大大的提

41、高無(wú)線通信系統(tǒng)的信道容量和傳輸速率，有效的抵抗信道衰落和抑制干擾，成為實(shí)現(xiàn)無(wú)線信道高速數(shù)據(jù)傳輸最具希望的解決方案之一，具有非常廣闊的研究和發(fā)展前景。在相同的發(fā)射功率和帶寬下，一個(gè)擁有n個(gè)發(fā)射天線和m個(gè)接收天線的系統(tǒng)能達(dá)到的信道容量為單天線系統(tǒng)的min(n,m)倍，從而提供了目前其它技術(shù)無(wú)法達(dá)到的容量潛力。目前對(duì)MIMO-OFDM技術(shù)的研究主要向兩個(gè)方向發(fā)展：(l)基于OFDM的空間復(fù)用系統(tǒng)(OFDM-basedspatialmultiplexingsystelns),即OFDM與貝爾實(shí)驗(yàn)室BLAST系統(tǒng)的結(jié)合，是面向比特率的。它主要是利用無(wú)線信道的多徑傳播特性產(chǎn)生并行空間信道，從而提高數(shù)據(jù)的傳

42、輸速率。在保證接收機(jī)一定復(fù)雜度的情況下可提供高的頻譜利用率，它在性能上的缺陷是因?yàn)樗葲](méi)能充分利用傳輸分集，也沒(méi)有開(kāi)發(fā)在碼間串?dāng)_信道下可獲得的多徑分集。(2)空時(shí)編碼OFDM系統(tǒng)(Space-TimeCodedOFDM,STCOFDM),即OFDM與基于發(fā)射分集的空時(shí)碼的結(jié)合，是面向勝能的。因?yàn)樗脑O(shè)計(jì)就在于使分集和編碼增益最大化。它主要利用信道編碼和多天線陣技術(shù)提高系統(tǒng)的抗衰落特性，從而可以采用多進(jìn)制傳輸以提高系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率。其缺陷是隨著傳輸天線數(shù)目的增加，復(fù)雜度和互擾會(huì)增加。2.4 本章小結(jié)本章主要介紹了MIMO、OFDM和MIMO-OFDM系統(tǒng)。在MIMO技術(shù)和OFDM技術(shù)進(jìn)行簡(jiǎn)要介

43、紹的基礎(chǔ)上，探討了MIMO-OFDM西歐太難干的基本原理。第三章MIMO信道估計(jì)技術(shù)3.1 MIMO信道技術(shù)概述所謂信道估計(jì)，就是從接收數(shù)據(jù)中將假定的某個(gè)信道模型的模型參數(shù)估計(jì)出來(lái)的過(guò)程。MIMO系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)大容量的前提是接收機(jī)能對(duì)接收到的來(lái)自各發(fā)送天線的信號(hào)進(jìn)行很好的去相關(guān)處理，而進(jìn)行這一處理的必要條件是接收端對(duì)信道進(jìn)行比較精確的估計(jì)，獲得較準(zhǔn)確的信道信息，從而能夠正確地恢復(fù)被干擾和噪聲污染的信號(hào)。在MIMO通信系統(tǒng)中，空時(shí)信道的估計(jì)和跟蹤相對(duì)于SISO系統(tǒng)更加復(fù)雜，同時(shí)對(duì)系統(tǒng)誤碼性能和容量有很大的影響。這一復(fù)雜性主要表現(xiàn)在兩個(gè)方面：快速移動(dòng)通信環(huán)境所導(dǎo)致的信道時(shí)變特性；多徑時(shí)延擴(kuò)展的長(zhǎng)度較大使

44、得信道變成頻率選擇性信道，即一個(gè)時(shí)變的FIR矩陣信道，此時(shí)估計(jì)與跟蹤的實(shí)現(xiàn)是較困難的。從信道估計(jì)算法輸入數(shù)據(jù)的類(lèi)型來(lái)分，MIMO信道估計(jì)方案可以劃分為時(shí)域和頻域兩個(gè)類(lèi)方法。頻域方法主要針對(duì)多載波系統(tǒng)；時(shí)域方法適用于所有單載波和多載波MIMO系統(tǒng)，它借助于訓(xùn)練序列或發(fā)送數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì)特性，估計(jì)衰落信道中各多徑分量的衰落系數(shù)。從估計(jì)算法先驗(yàn)信息的角度，時(shí)域方法又可分為一下3類(lèi)：（ 1）基于訓(xùn)練序列的估計(jì)按一定估計(jì)準(zhǔn)則確定待估參數(shù)，或者按某些準(zhǔn)則進(jìn)行逐步跟蹤和調(diào)整待估參數(shù)的估計(jì)值，其特點(diǎn)是需要借助參考信號(hào)，即導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列。在此，我們將基于訓(xùn)練序列和導(dǎo)頻序列的估計(jì)統(tǒng)稱(chēng)為訓(xùn)練序列估計(jì)算法?；谟?xùn)練序列的信

45、道估計(jì)適用于突發(fā)傳輸方式的系統(tǒng)。通過(guò)發(fā)送已知的訓(xùn)練序列，在接收端進(jìn)行初始的信道估計(jì)，當(dāng)發(fā)送有用的信息數(shù)據(jù)時(shí)，利用初始的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行一個(gè)判決更新，完成實(shí)時(shí)的信道估計(jì)。基于導(dǎo)頻符號(hào)的信道估計(jì)適用于連續(xù)傳輸?shù)南到y(tǒng)。通過(guò)在發(fā)送有用數(shù)據(jù)的過(guò)程中插入已經(jīng)的導(dǎo)頻符號(hào)，可以得到導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)結(jié)果；接著利用導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)結(jié)果，通過(guò)內(nèi)插得到有用數(shù)據(jù)位置的信道估計(jì)結(jié)果，完成信道估計(jì)。（ 2）盲估計(jì)利用調(diào)制信號(hào)本身固有的、與具體承載信息比特?zé)o關(guān)的一些特征，或是采用判決反對(duì)的方法來(lái)進(jìn)行信道估計(jì)的方法。（ 3）半盲估計(jì)結(jié)合盲估計(jì)與基于訓(xùn)練序列估計(jì)這良好總方法優(yōu)點(diǎn)的信道估計(jì)方法。一般來(lái)講，通過(guò)設(shè)計(jì)訓(xùn)練序列或在數(shù)

46、據(jù)中周期性地插入導(dǎo)頻符號(hào)來(lái)進(jìn)行估計(jì)的方法比較常用。而盲估計(jì)和半盲估計(jì)算法無(wú)需或者需要較短的訓(xùn)練序列，頻譜效率高，因此獲得了廣泛的研究。但一般盲估計(jì)和半盲估計(jì)方法的計(jì)算復(fù)雜度較高，且可能出現(xiàn)相位模糊（基于子空間的方法）、誤碼傳播（如判決反饋類(lèi)方法）、收斂慢或陷入局部極小等問(wèn)題，需要較長(zhǎng)的觀察數(shù)據(jù)，這一定程度上限制了它們的實(shí)用性。3.2 MIMO系統(tǒng)的信號(hào)模型假定發(fā)射天線數(shù)為M接收天線數(shù)為Mr,信道中有L個(gè)散射簇的通信系統(tǒng)。在考察的時(shí)間內(nèi)，認(rèn)為MIMO信道為時(shí)不變信道(假設(shè)考察的是相干時(shí)間內(nèi)的信道特征)，以及信道各路徑延遲間隔等于采樣周期的情況下，寬帶(也即頻率選擇性衰落)情形下的MIMO系統(tǒng)的信

47、號(hào)模型可以由式1-1表達(dá)，即：L1y(k)-Hlx(k-l)v(k)l=0其中，x(k)=x1(k),x2(k),|,xMT(k)T為n時(shí)刻的發(fā)送信號(hào)矢量，y(k)=y,(k),y2(k)J|,yMR(k)T為響應(yīng)的接收信號(hào)矢量。Hi為第i個(gè)散射簇的信道轉(zhuǎn)移矩陣，Hl=:H)%(12inh；X1h2,1)h2l2IIIhjlMT+rq+riri+49hMR,1hMR,2IIIhiMi)R,MTRRR10lL-1通?？梢约僭O(shè)信道為Rayleigh信道，即Hi中的元素h,ji=1,2|Mr,j=1,2|Mt為相互2T獨(dú)立的0均值，萬(wàn)差為仃h的符號(hào)死隨機(jī)變量。而v(k)=M(k),V2(k),Vm(

48、k)為0均值的R2萬(wàn)差為仃v加性白高斯噪聲矢量(AWGN),通常假設(shè)噪聲與信道系數(shù)之間互不相干。本章的研究對(duì)象平坦衰落的MIMO信道可以看彳是寬帶MIMO系統(tǒng)的一種特例，即信道中只有一條可分辨徑，L=1,則相應(yīng)的平坦衰落情形下的|MIMO系統(tǒng)的信號(hào)模型就可以表示為：y(k)=Hx(k)v(k)假設(shè)考察時(shí)間內(nèi)發(fā)射端所發(fā)送信號(hào)的長(zhǎng)度為L(zhǎng)0，則考察時(shí)間內(nèi)的發(fā)送信號(hào)可以表示成為MtML。發(fā)送信號(hào)矩陣X:x1(k+1)IIIx(k+Lo)X=x(k+1),x(k+2),x(k+L。)=：XMT(k+1)HIxMT(k+Lo),響應(yīng)的，考察時(shí)間內(nèi)接收端接收到的信號(hào)也可以表示為MT父Lo的接收信號(hào)矩陣：x1

49、(k+1)IIIx1K+Lo)Y=x(k+1x,kf2)xk、Lo=)：dMR(k+1)HIxmrk(+L。，,)這樣，考察時(shí)間內(nèi)的接收信號(hào)就可以表示成為矩陣的形式：Y=HX+V式中，V為MtML。噪聲矩陣，其元素是時(shí)間和空間上均相互獨(dú)立的零均值，方差為仃；的復(fù)高斯隨機(jī)變量。3.3信道估計(jì)原理在SISO系統(tǒng)中，常用的信道估計(jì)的方法包括最小二乘估計(jì)（LS）、最大似然估計(jì)（ML）、最大后驗(yàn)概率估計(jì)（MAP）以及最小均方誤差估計(jì)（MMSE）。當(dāng)發(fā)射天線的訓(xùn)練（包括導(dǎo)頻）序列設(shè)計(jì)為滿(mǎn)足空間上的正交性時(shí)，上述方法均可推廣應(yīng)用于MIMO的信道估計(jì)。3.3.1 最小二乘（LS）信道估計(jì)算法最小二乘（LS）信

50、道估計(jì)算法是一種古老而又得到廣泛應(yīng)用的估計(jì)方法，它適用于線性觀測(cè)模型，其不需要待估計(jì)量和觀測(cè)數(shù)據(jù)地任何概率和統(tǒng)計(jì)特性方面的描述，把估計(jì)問(wèn)題作為確定性的最優(yōu)化來(lái)處理。假設(shè)一個(gè)發(fā)送幀內(nèi)第j個(gè)發(fā)送天線上的訓(xùn)練序列為Pj=pj（1）,Pj（2）,M，Pj（Lt）,有用數(shù)據(jù)符號(hào)個(gè)數(shù)為L(zhǎng)d,那么在訓(xùn)練期間內(nèi)的接收信號(hào)就可以表示成為矩陣的形式:Yp=HX+Vp其中P=Pi,P2,L,PMTT,位數(shù)為MtxLt,是由Mt個(gè)發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列組成的訓(xùn)練矩陣。Yp為訓(xùn)練期間接收天線所收到的接收信號(hào)矩陣，位數(shù)為Mr父L,H是訓(xùn)練期間的信道系數(shù)矩陣，與前面定義相同，位數(shù)為MR父MT,其中每個(gè)元素服從Rayleigh

51、分布，Vp為0均值、方差為仃2的高斯白噪聲矩陣。如果訓(xùn)練符號(hào)與數(shù)據(jù)符號(hào)的周期同為T(mén)s,那么根據(jù)信道在一幀保持準(zhǔn)靜態(tài)的假設(shè)，可以認(rèn)為在（Lt+Ld）Ts的時(shí)間內(nèi)保持不變。采用LS方法進(jìn)行信道估計(jì)的代價(jià)函數(shù)為：Cls（H）=YpHPF使上式的代價(jià)函數(shù)達(dá)到最小的就是H的LS估計(jì)，也即：H?LS=argminYp-HPF進(jìn)一步將代價(jià)函數(shù)對(duì)求H偏導(dǎo)并令其等于0,可以求得H的LS估計(jì)值：H?ls=YpP=YpPH（PPH）HH1其中，p+=p（PP）為P的偽逆。這里值得注意的是，為了保證矩陣能夠求逆，訓(xùn)練矩陣P必須是行滿(mǎn)秩的。而矩陣是否滿(mǎn)秩還取決與導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)，對(duì)于平坦衰落的情形，導(dǎo)頻的設(shè)計(jì)有很多選擇，如H

52、adamard序列，Gold序列，Walsh矩陣等一些常見(jiàn)的正交序列設(shè)計(jì)。將式（3-7）帶入上式，可得：h?LS=H+VPP+=H+VpPh(PPh)-1=H+其中，e為估計(jì)的誤差矩陣。由此可以看出信道系數(shù)矩陣的估計(jì)值l?LS實(shí)際上是其真實(shí)值H受到一個(gè)同系數(shù)的高斯矩陣e擾動(dòng)的結(jié)果。估計(jì)算法的準(zhǔn)確性一般由估計(jì)的均方誤差MSE來(lái)衡量，MSE通常定義為誤差矩陣的平均矩陣二范數(shù)，即：MSE=E|H-限=E|則LS信道估計(jì)的MSE為:MSEls=M/%r(PPH)其中，tr（）表示矩陣的跡。由上式可以看出，LS估計(jì)的MSE在噪聲功率確定的情況下主要取決與訓(xùn)練矩陣P,使得估計(jì)的MSE達(dá)到最小均方誤差MMS

53、E的訓(xùn)練序列稱(chēng)為最優(yōu)訓(xùn)練序列。如果假設(shè)數(shù)據(jù)符號(hào)與訓(xùn)練符號(hào)的發(fā)射功率相同為p,則|滬仁=pLtMTo最優(yōu)訓(xùn)練矩陣P的選取就變成下面的一個(gè)優(yōu)化問(wèn)題：mrinEH-H?|fsubjectto|P|F=pLtMT將式（3-12）代入上式，采用啦格朗日乘數(shù)法求解上面的條件極值問(wèn)題，可以得到，當(dāng)訓(xùn)練矩陣P滿(mǎn)足下式時(shí)，HPP=pLtIT可以實(shí)現(xiàn)采用LS信道估計(jì)的最小均方誤差MMSELS為:MMSELSLSLS統(tǒng)的效率降低。在文獻(xiàn)42中，還提出了一種標(biāo)量最小二乘估計(jì)(SLS)方法作為一般LS算法的修正，其主要思路是通過(guò)對(duì)一般LS的估計(jì)值H?LS額外添加一個(gè)標(biāo)量系數(shù)r以進(jìn)一步降低估計(jì)的均方誤叁即：MSEsls=

54、EH-4sls：=EH-rH?ls：=(1-r)2tr(Rh)r2MSEls其中，Rh=EHHH,為信道系數(shù)的相關(guān)矩陣，MSEls由式(3-12)給出?？疾焐鲜?，很明顯當(dāng)其他參數(shù)固定，標(biāo)量系數(shù)滿(mǎn)足下式時(shí)，MSELS達(dá)到最小，.tr(RH)ropt_pMSElstr(Rh)假設(shè)信道系數(shù)的相關(guān)矩陣RH事先接收端已經(jīng)獲知，則由式(3-18)以及式(3-11)可以得到信道系數(shù)矩陣的SLS估計(jì)值為：口_tr(RH)ypHSLS2HYpP二vMr(PP)tr(Rh)p采用與前面相同的推導(dǎo)過(guò)程，可以發(fā)現(xiàn)采用sls估計(jì)算法，達(dá)到最小均方估計(jì)誤差的最優(yōu)訓(xùn)練矩陣與一般的ls的最優(yōu)訓(xùn)練矩陣相同。觀察式(3-19)可

55、以發(fā)現(xiàn)，在SLS估計(jì)中需要用到信道洗漱的相關(guān)矩陣的跡tr(RH),因此必須在進(jìn)行估計(jì)之前事先獲得。在實(shí)際應(yīng)用中，通?？梢岳眯诺老禂?shù)矩陣的LS估計(jì)值通過(guò)下式的運(yùn)算，來(lái)近似表征tr(rH)otr(RH)=tr(HsH白ls)3.3.2 最大似然(ML估計(jì)算法ML估計(jì)在估計(jì)理論中占有非常重要的地位，ML估計(jì)適用于非隨機(jī)參數(shù)或者未知先驗(yàn)分布的參數(shù)估計(jì)。采用前面所述的系統(tǒng)模型，若要對(duì)H進(jìn)行最大似然估計(jì)，可以先得到最大似然估計(jì)的性能函數(shù)p(Yp|H)或者ln(p(Yp|H),通常采用后一種對(duì)數(shù)似然函數(shù)，則H的ML估計(jì)解F?ml可以表達(dá)為：H?ml=argmaxp(Y|H)H當(dāng)噪聲為復(fù)高斯噪聲，H?ml可以轉(zhuǎn)化為：H?ml=argmax-(Yp-HP)HR-V(Yp-HP)H其中，為RV1噪聲的協(xié)方差矩陣。將式(3-22)所示的代價(jià)函數(shù)對(duì)帶估量H求偏導(dǎo)并令之等于零，就可以估計(jì)出相應(yīng)的H?ml,由于噪聲為0均值的復(fù)高斯白噪聲，因此可以化簡(jiǎn)求得H?ml:!?ml=YpPH(PPH)由式(3-23)和(3-10)可以看出，在噪聲為0均值的加性復(fù)高斯白噪聲的情況下，對(duì)于MIMO平坦衰落信道的估計(jì)而言，信道系數(shù)矩陣H的最大似然估計(jì)值H?ml和最小二乘估計(jì)值H?ls是相等的，它們有相同的表達(dá)形式。這是因?yàn)樵诟咚拱自肼暭僭O(shè)的前提下，一階和二階統(tǒng)計(jì)特性就可以