UC3845反激式開關(guān)電源

1、目錄一、目的錯(cuò)誤!未定義書簽。二、內(nèi)容錯(cuò)誤!未定義書簽。一主電路工作原理及設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。單端反激變換器工作原理錯(cuò)誤!未定義書簽。單端反激變換器的工作模式及基本關(guān)系錯(cuò)誤!未定義書簽。電流連續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系錯(cuò)誤!未定義書簽。電流臨界連續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系錯(cuò)誤!未定義書簽。電流斷續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系錯(cuò)誤!未定義書簽。RCD吸收電路工作原理及設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽RCD吸收電路工作原理錯(cuò)誤!未定義書簽RCD電路參數(shù)設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽變壓器設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。確定匝比錯(cuò)誤!未定義書簽。電感設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。磁芯選擇錯(cuò)誤!未定義書簽。匝數(shù)設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。氣隙設(shè)計(jì)錯(cuò)

2、誤!未定義書簽。主電路器件的選擇錯(cuò)誤!未定義書簽。功率開關(guān)管的選擇錯(cuò)誤!未定義書簽。副邊整流二極管的選擇錯(cuò)誤!未定義書簽。輸出濾波電容的選取錯(cuò)誤!未定義書簽。鉗位電路設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。二控制電路工作原理及設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。電流控制技術(shù)原理錯(cuò)誤!未定義書簽。電流控制型脈寬調(diào)制器UC3845錯(cuò).誤!未定義書簽。UC3845內(nèi)部方框圖錯(cuò)誤!未定義書簽UC3845功能介紹錯(cuò)誤!未定義書簽基于UC3845的控制電路設(shè)計(jì).錯(cuò)誤!未定義書簽開關(guān)頻率計(jì)算錯(cuò)誤!未定義書簽。保護(hù)電路設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。三反饋電路工作原理及設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書簽。反饋電路工作原理錯(cuò)誤!未定義書簽。反饋電路設(shè)計(jì)錯(cuò)誤!未定義書

3、簽。穩(wěn)壓器TL431錯(cuò)誤!未定義書簽。光電耦合器錯(cuò)誤!未定義書簽。參數(shù)選擇錯(cuò)誤!未定義書簽。四仿真驗(yàn)證錯(cuò)誤!未定義書簽。五總結(jié)錯(cuò)誤!未定義書簽。直流隔離電源變換器設(shè)計(jì)一、目的1 .熟悉逆變電路和整流電路工作原理，探究PID閉環(huán)調(diào)壓系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。2 .熟悉專用PWM控制芯片工作原理及探究由運(yùn)放構(gòu)成的PID閉環(huán)控制電路調(diào)節(jié)規(guī)律，并分析系統(tǒng)穩(wěn)定性。3 .探究POWERMOSFET區(qū)動(dòng)電路的特性并進(jìn)行設(shè)計(jì)和優(yōu)化。4 .探究隔離電源的特點(diǎn)，及隔離變壓器的特性。二、內(nèi)容設(shè)計(jì)基于脈沖變壓器的DC-AC-D嘎?lián)Q器，指標(biāo)參數(shù)如下：輸入電壓：90V135Y輸出電壓：12V,紋波1%;輸出功率：50W;開關(guān)頻率：3

4、0kHz;輸出電流范圍：20%至滿載；具有過(guò)流、短路保護(hù)和過(guò)壓保護(hù)功能，并設(shè)計(jì)報(bào)警電路；具有隔離功能；進(jìn)行變換電路的設(shè)計(jì)、仿真（選擇項(xiàng)）與電路調(diào)試直流隔離電源變換器設(shè)計(jì)摘要單端反激變換器是開關(guān)變換器的一種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，具具有重量輕、體積小、制造工藝簡(jiǎn)單、成本低、功耗小、工作電壓范圍寬、安全性能高等優(yōu)點(diǎn)，因此在實(shí)際中應(yīng)用比較廣泛，對(duì)單端反激變換器的研究和設(shè)計(jì)具有重要意義。本次設(shè)計(jì)實(shí)驗(yàn)首先對(duì)反激變換器CCMff口DCM工作模式下的能量傳輸過(guò)程及其基本關(guān)系進(jìn)行了分析比較，對(duì)RCDT位技術(shù)進(jìn)行了研究，詳細(xì)闡述了主電路中的高頻變壓器、MOSFET輸出整流二極管和濾波電容等關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。其次還研究了

5、電流控制技術(shù)和基于此技術(shù)的UC3845K片的工作原理及特點(diǎn)，進(jìn)而設(shè)計(jì)了控制電路。本電路反饋回路采用可調(diào)式精密穩(wěn)壓器TL431配合光耦PC817；達(dá)到了更好的穩(wěn)壓效果，提高了系統(tǒng)的可靠性。最后對(duì)由主電路、控制電路、反饋回路構(gòu)成的反激變換器閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行了詳細(xì)設(shè)計(jì)，并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，分析和驗(yàn)證了電路設(shè)計(jì)的正確性和準(zhǔn)確性。接著根據(jù)系統(tǒng)原理和仿真參數(shù)，進(jìn)行實(shí)際電路的搭建和調(diào)試，搭建的實(shí)際電路能夠滿足項(xiàng)目要求。一主電路工作原理及設(shè)計(jì)單端反激變換器工作原理圖1-1給出了反激（Flyback）DC/DC轉(zhuǎn)換器的主電路及其工作狀態(tài)的電路。它是由開關(guān)管S整流二極管D、濾波電容C和隔離變壓器構(gòu)成。開關(guān)管S按照PWM

6、方式工作。變壓器有兩個(gè)繞組，初級(jí)繞組L1和次級(jí)繞組L2,兩個(gè)繞組是緊密耦合的。使用的是普通磁材料和帶有氣隙的鐵心。以保證在最大負(fù)載電流時(shí)鐵心不飽和。圖1-1單端反激變換器的主電路圖在圖1-1中，為Vi輸入電壓、Vo為輸出電壓、Io為輸出電流、S為開關(guān)管、L1、L勸儲(chǔ)能電感、iL1為流過(guò)電感L1的電流、iL2為流過(guò)電感L2的電流，D為續(xù)流二極管、C為輸出濾波電容、Rl為負(fù)載電阻。當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)，續(xù)流二極管D承受反向偏置電壓而截止，流過(guò)電感L1的電流iL1線性增加，儲(chǔ)能電感L1將電能轉(zhuǎn)換成磁能儲(chǔ)存在電感L1中，此時(shí)，負(fù)載由輸出濾波電容C供電；當(dāng)開關(guān)管S斷開時(shí)，電流iL1降為零，續(xù)流二極管D導(dǎo)通，

7、儲(chǔ)能電感Ll將能量通過(guò)互感傳遞給L2,通過(guò)L2釋放能量，流過(guò)電感L2的電流iL2線性減小，在減小到Io之前，電感電流一部分給負(fù)載供電，一部分給電容充電：減小到小于Io后，電容進(jìn)入放電狀態(tài)，負(fù)載由電感和電容共同供電，以維持輸出電壓和輸出電流不變。在開關(guān)管S斷開期間，流過(guò)電感L2的電流iL2線性減小到零時(shí)下一個(gè)開通周期還沒有到來(lái)，則會(huì)出現(xiàn)副邊電感電流斷續(xù)的狀態(tài)。根據(jù)副邊電感電流是否出現(xiàn)斷續(xù)將電路的工作方式分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)和不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)。單端反激變換器的工作模式及基本關(guān)系電流連續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系(1)開關(guān)狀態(tài)1(0-Ton)在t=0瞬間，開關(guān)管S導(dǎo)通，電源電壓Ui加在變

8、壓器初級(jí)繞組W1上，此時(shí)，在次級(jí)繞組W2中的感應(yīng)電壓為Uw2W2Ui,其極性“*”端為正，是二極初級(jí)繞組工作，相當(dāng)于一個(gè)電感,管D1截止，負(fù)載電流由濾波電容Cf提供。此時(shí)，變壓器的次級(jí)繞組開路，只有其電感量為L(zhǎng)1,因此初級(jí)電流八從最小值Ipminp開始線性增加，具增加率為:dipUi(1-1)在tTon時(shí)，電流達(dá)到最大值IpmaxI P maxI Pmin DuTs在此過(guò)程中，變壓器的鐵心被磁化，具磁通量為：也線性增加。磁通(1-2)的增加(1-3)(2)開關(guān)狀態(tài)2(Ton-TS在1=丁?？跁r(shí)，開關(guān)管S關(guān)斷，初級(jí)繞組開路，次級(jí)繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)反向，其極性端為負(fù)，使二極管D1導(dǎo)通存儲(chǔ)在變壓器磁場(chǎng)

9、中的能量通過(guò)二極管D釋放，一方面給電容C充電；另一方面也向負(fù)載供電。此時(shí)只有變壓器的次級(jí)繞組工作，相當(dāng)于一個(gè)電感，其電感量L2。次級(jí)繞組上的電壓為Uw2U。，次級(jí)電流is從最大值Ismax線性下降，其下降速度為：disU0dtL2(1-4),U；在UdiU0一匚時(shí)，電流達(dá)到最大值IsmaxoK12Uo丁(1Du)TsL2（1-5）在此過(guò)程中，變壓器的鐵心被磁化，具磁通也線性增加。磁通的增加量為：()w2(1Du)Ts(1-6)（3）基本關(guān)系在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，開光導(dǎo)通鐵心磁通的增加量（）必然等于開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的減少量（），即（）（）,則由式（1-3）和式（1-6）可得(1-7)U。W2Du1Du.Ui

10、W11DuK121Du式中，Kl2W1是變壓器初、次級(jí)繞組的匝數(shù)比。W2開關(guān)管S關(guān)斷時(shí)所承受的電壓為Ui和初級(jí)繞組W1中感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)之和，即Uv UiWluW2Ui1 Du(1-8)在電源電壓Ui一定時(shí)，開關(guān)管S的電壓和占空比Du有關(guān)，故必須限制最大占空比Dumax的值。二極管D承受的電壓等于輸出電壓Uo與輸入電壓Ui折算到次級(jí)的電壓之和，即UoUiKl2(1-9)負(fù)載電流Io就是流過(guò)二極管D1的電流平均值，即1(I2 sminIsmax).(1 Du)(1-10)根據(jù)變壓器的工作原理，下面的兩個(gè)表達(dá)式成立:MpminW2。W1IpmaxW2Ismax(1-11)由以上各式可得I pmaxW21

11、皿1 DIoI smaxW1Ui2L1fUiDuW2 2L"Du(1-12)電流臨界連續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系如果在臨界電流連續(xù)時(shí)工作，則式（1-7）仍然成立。止匕時(shí),初級(jí)繞組的電流最大值為I pmaxI smaxW1 UiW2 L1.fsDu ,負(fù)載電流Io1 I s max (1 Du )，故有臨界連續(xù)負(fù)載電流:1 oGIo2L"W2Du(1Du)(1-13)在DU-時(shí)，IoG達(dá)到最大值I oGUiW18L1. fsW2(1-14)于是（1-13）式可以寫成IoG410GmaR(1Q)(1-15)上式就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。電流斷續(xù)時(shí)反激式變換器的基本關(guān)系在電感電

12、流斷續(xù)時(shí)，區(qū)不僅與占空比有關(guān)，而且還與負(fù)載電流Io有關(guān)，下Ui面通過(guò)能量守恒進(jìn)行推導(dǎo)。一個(gè)周期T內(nèi)直流母線電壓Ui提供的功率為2(1-16)P0.5*Lp(Ip)又因Ip(Vdc1)Ton/LP,則有P (Ui 1)Ton22TLp(UiTon)22TLp(1-17)_2("Ton)2TLp(1-18)Uo UiToni Ro:2.5TLP(1-19)設(shè)變換器的效率為80%,則有輸入功率=*輸出功率，即:_21.25VoRo可以求得rcd吸收電路工作原理及設(shè)計(jì)rcd吸收電路工作原理反激變換器中隔離變壓器兼起儲(chǔ)能電感作用，變壓器磁芯處于直流偏磁狀態(tài)，為防止磁芯飽和，需要較大氣隙，因此漏

13、感較大，電感值相對(duì)較低。當(dāng)功率開關(guān)關(guān)斷時(shí)，由漏感儲(chǔ)能引起的電流突變引起很高的關(guān)斷電壓尖峰，功率管導(dǎo)通時(shí)，電感電流變化率大，電流峰值大，CCM模式整流二極管反向恢復(fù)引起功率開關(guān)開通時(shí)高的電流尖峰。因此，必須用箝位電路來(lái)限制反激變換器功率開關(guān)電壓、電流應(yīng)力。RCCffi收電路加在變壓器原邊兩端，電路拓?fù)淙鐖D1-2所示。功率管S關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感能量轉(zhuǎn)移到電容C上，然后電阻R將這部分能量消耗掉。圖1-2 RCD吸收電路RCD電路參數(shù)設(shè)計(jì)功率管截止時(shí)，漏感能量等于電容O收的能量121212(1-20)LlkIpmaxC(UDSUi)2-CUreset222式(1-14)中，L1k為變壓器漏感、Lpma

14、x原邊電感電流峰值、Uds為最大漏源電壓、Ureset為電容C®始電壓、Ui為輸入直流電壓。故LlkIpmaxC22(UDSUi)2Ureset2(1-21)(2)電容C上的電壓只是在功率管關(guān)斷的一瞬間沖上去，然后應(yīng)一直處于放電狀態(tài)在功率管開通之前，電容C上的電壓不應(yīng)放到低于(N1/N2)Uo,否則二極管D導(dǎo)通，RCDf位電路將成為該變換器的一路負(fù)載。電阻R根據(jù)下式求得:Joffn(Uds Ui)e RC1UN2 O(1-22)電阻初定最大功率，即箝位電路消耗的功率，為1,1 八2PR2LlkIPmaxf1C(UDSU012 r-CU reset f2(1-23)二極管D承受的峰值電

15、壓為 Ui+(N1/N2)Uo,峰值電流為原邊電感峰值電流Ipmaxo變壓器設(shè)計(jì)確定匝比加在變換器輸入端的直流電壓最大為 135 V我們選用額定值為500V的mosfet,此時(shí)保留50V的裕量。此種情況下，漏極電壓不能超過(guò)450V。由上分析知，漏極電壓為 Vz ,于是有Vin Vz 180 Vz 450Vz 450 180 270V(1-24)因?yàn)闉楸ＷC最大占空比小于，需選擇標(biāo)準(zhǔn)150V穩(wěn)壓管。若以%為函數(shù)VOR畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)，在所有情況下，VZZ=均為消耗曲線上的明顯VOR下降點(diǎn)。因此選擇此值作為最優(yōu)比。則有Vor V/40.7 VZ 0.7 150 105V(1-25)假設(shè)28

16、V輸出二極管正向壓降為1V,則匝比為VOR105-R3.62VoVd29(1-26)電感設(shè)計(jì)由負(fù)載功率和電壓，可以得到Io140285A(1-27)一次輸出電壓為Vor ,負(fù)載電流為Ior ,其中IORIon53.621.38A(1-28)假定設(shè)計(jì)效率為80%,則可以得到輸入功率PnPo80%1400.8175W(1-29)于是可以得到平均輸入電流,PnIinvnmn1751.35A130(1-30)I IN平均輸入電流與實(shí)際占空比D直接相關(guān)因D為一次電流斜坡中心值,且其值與ILR相等，于是有I INDI OR1 D(1-31)解得I INI INI OR1.351.350.51.38二次電流

17、斜坡中心值為Il51 0.510A一次電流斜坡中心值為(1-33)I LRIIn102.76A3.62(1-32)(1-34)根據(jù)以上Ilr值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流1IPK(1-)ILR1.252.763.45Ar(1-35)伏秒數(shù)為EtVonton1300.5401031.625Vms(1-36)設(shè)計(jì)離線式變壓器時(shí)，因需降低高頻銅耗、減小變壓器體積等各種因素,通常將r值設(shè)定為左右。根據(jù)“”規(guī)則一次電感為L(zhǎng)P1I LREt 1.625r 2.760.51.18mH(1-37)二次電感1.18m仁290.0uH3.62(1-38)磁芯選擇設(shè)計(jì)磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以

18、提高磁芯的能量存儲(chǔ)能力。若無(wú)氣隙，磁芯一旦存儲(chǔ)少許能量就容易達(dá)到飽和。但對(duì)應(yīng)所需r值，還應(yīng)確保L值大小。若所加氣隙太大，則必然導(dǎo)致匝數(shù)增多一一這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時(shí)必須進(jìn)行折中選擇，通常采用如下公式(一般應(yīng)用于鐵氧體磁芯，且適用于所有拓?fù)?0.7(2 r)2rPInf3 cm(1-39)其中f的單位為kHz。則前例可得一_、2(1-40)Ve0.7(20.5)17538.28cm30.540于是開始選取這個(gè)體積(或接近)磁芯。在EE55中可以找到，具等效長(zhǎng)度和面積在他的規(guī)格中已給出2Ae3.54cmle12.3cm則可得具體積為3VeAele3.5

19、412.343.54cm(1-41)基本滿足要求。匝數(shù)設(shè)計(jì)電壓相關(guān)方程B旦TNA(1-42)使B與L相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率的r和L表達(dá)式等效，故結(jié)合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過(guò)r）,即可得到非常有用的關(guān)于r的電壓相關(guān)方程式(1-43)N（12）VOND一（適用于所有拓?fù)洌﹔2Bpk兒f所以若無(wú)材料的磁導(dǎo)率、磁隙等信息，只要已知磁芯面積Ae與其磁通密度變換范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對(duì)于大多數(shù)的鐵氧體磁芯，不管有無(wú)磁隙，磁通密度變化都不能超過(guò)。所以求解N為（一次繞組匝數(shù)）np乙 2、130 0.5(1 + 一) 430.52 0.3 3.54 10 4 40 10338.25 匝(1-44

20、)則28V輸出的二次繞組匝數(shù)為np 38.25ns n 3.6210.57 匝(1-45)分別取整數(shù)為40匝和11匝氣隙設(shè)計(jì)最后，必須要考慮到材料的磁導(dǎo)率，L與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有1 (e)n2h其中，z為氣隙系數(shù)求得N2所以(1-46)lelgz le(1-47)12000 4107 3.54 10 4、磊3 (2) 401.18 1012.3 10(1-48)(1-49)z 9.81最后，求解氣隙長(zhǎng)度12.3200019.81gla0.54mm12.39(1-50)主電路器件的選擇功率開關(guān)管的選擇功率開關(guān)管上承受的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分別為W1UUiUoW21Du1IPK(1)ILR1.252

21、.763.45Ar功率管選用IRF840(8500V)。副邊整流二極管的選擇整流二極管D承受的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分別為UdUoUK12IlpknIpk整流二極管選用MBR10100G(100V/10A)輸出濾波電容的選取輸出濾波電容為式中，K%為紋波率、R為負(fù)載電阻,5Ts8K%R輸出濾波電容選用 220uF的電解電容。鉗位電路設(shè)計(jì)LlkIpmax222(UDSUi)2UM根據(jù)公式（116）來(lái)計(jì)算吸收電阻R的值，R上的功耗基本為漏感能量通過(guò)電容轉(zhuǎn)化而來(lái)，功耗值為1.fPRLlkIpmaxf2由于二極管D和電容C勻有功耗，電阻R的功耗按計(jì)算值的一半來(lái)考慮。二極管D上通過(guò)的峰值電流ID=Ipk=,

22、所以選用肖特基二極管MUR1560(15A/600v)。二.控制電路工作原理及設(shè)計(jì)電流控制技術(shù)原理電流控制技術(shù)原理圖，如圖2-1所示，圖中A為誤差放大器，N為PWM比較器,Uref為參考電壓，采用恒頻時(shí)鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖，以驅(qū)動(dòng)功率管導(dǎo)通，使電源回路的電流增大。電源輸出電壓Uo與參考電壓Uref比較放大后，得到誤差電壓Ue。當(dāng)電流在采樣電阻Rsk的幅度達(dá)到Ue時(shí)，脈寬比較器的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動(dòng)撤除，功率管截止。這樣逐個(gè)檢測(cè)和調(diào)節(jié)電流脈沖就可以達(dá)到控制電源輸出的目的。r圖2-1電流控制技術(shù)原理圖電流控制技術(shù)與傳統(tǒng)的電壓控制技術(shù)相比，在電路結(jié)構(gòu)上增加了一個(gè)電感電流反饋，此電流反饋就

23、作為PWM的斜坡函數(shù)，因此不再需要鋸齒波(或三角波)發(fā)生器。反饋的電感電流，其電流變化率di/dt直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化，電壓反饋回路中誤差放大器的輸出作為電流給定信號(hào)，與反饋的電感電流比較，直接去控制功率開關(guān)通斷的占空比，使功率開關(guān)的峰值電流受電流給定信號(hào)控制。電流控制型脈寬調(diào)制器UC3845UC3845內(nèi)部方框圖UC384舔歹1芯片的內(nèi)部方框圖，如圖2-2所示%圖2-2UC3845內(nèi)部方框圖1腳為誤差放大輸出，并可用于環(huán)路補(bǔ)償；2腳是誤差放大器的反相輸入；3腳是電流取樣端，通常通過(guò)一個(gè)正比于電感器電流的電壓接到這個(gè)輸入，脈寬調(diào)制器使用此信息中止輸出開關(guān)的導(dǎo)通；4腳為RT/C

24、用，通過(guò)將電阻RT1至Vref并將CT1至地，使得振蕩器頻率可調(diào)；5腳為接地端；6腳為輸出端，輸出開關(guān)頻率為振蕩器的一半；7腳為Vc喇；8腳為參考輸出，它經(jīng)R晌電容CT®供充電電流，可提供大電流圖騰柱輸出，輸出電流達(dá)1A。UC3845功能介紹(1)過(guò)壓保護(hù)和欠壓鎖定當(dāng)工作電壓Vc次于36VW,穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓，使內(nèi)部電路在小于36V下可靠工作；而當(dāng)欠壓時(shí)，有鎖定功能。在輸入電壓U小于開啟電壓閥值時(shí)，整個(gè)電路耗電lmA,降壓電阻功耗很小。此芯片采用了兩個(gè)欠壓鎖定比較器來(lái)保證在輸出級(jí)被驅(qū)動(dòng)之前，集成電路已完全可用，正電源端和參考輸出各由分離的比較器監(jiān)視，每個(gè)都具有內(nèi)部的滯后，以防止通過(guò)它們

25、各自的門限時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤輸出動(dòng)作。(2)振蕩頻率的設(shè)置如圖所示，UC38355片8腳和4腳之間接RT,4腳和5腳之間接CT,8腳5V基準(zhǔn)電源1.72經(jīng)RT合定時(shí)電容C優(yōu)電，U振蕩器工作頻率f為(2-1)誤差放大器的補(bǔ)償U(kuò)C3845勺誤差放大器同相輸入端接在內(nèi)部+2.5V基準(zhǔn)電壓上，反相輸入端接受外部控制信號(hào)，其輸出端可外接RCW絡(luò)，然后接到反相輸入端，在使用過(guò)程中，可改變R、C的取值來(lái)改變放大器的閉環(huán)增益和頻率響應(yīng)。電流檢測(cè)和限制正常運(yùn)行時(shí)，檢測(cè)電阻K的峰值電壓由內(nèi)部誤V(pin1) 1.4V(2-2)電流檢測(cè)電路，如圖3-3所示。差放大器控制，滿足式(2-2)。Ipk圖2-3電流檢測(cè)與限制V(p

26、in1)為誤差放大器輸出電壓、Ipk為檢測(cè)電流。UC384的部電流測(cè)定比較器(pln)p反向輸入端箝位電壓為V最大限制電流Ipk(max)1V0在R辭口3腳之間，常用R、CRs組成一個(gè)濾波器，用于抑制功率管開通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，其時(shí)間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時(shí)間(通常為幾百納秒)。(5)內(nèi)部鎖存器UC384吶部設(shè)置有PWM鎖存器，加入鎖存器可以保證在每個(gè)振蕩周期僅輸出一個(gè)控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。(6)圖騰柱輸出UC3845勺輸出級(jí)為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為±200mA,最大峰值電流可達(dá)4-1A,由于電路有峰值電流自我限制的功能，所以不必用入電流限制電阻

27、。(7)驅(qū)動(dòng)電路UC3845勺輸出能提供足夠的漏電流和灌電流，非常適合驅(qū)動(dòng)N溝道MOS率晶體管，圖2-4(a)為直接驅(qū)動(dòng)N溝道MOS率管的電路，此時(shí)UC184W口MOSFEE間不必進(jìn)行隔離。若需隔離可采用圖2-4(b)所示的FB離式MOSFET勺驅(qū)動(dòng)電路。(A)(b)圖2-4驅(qū)動(dòng)電路基于UC3845的控制電路設(shè)計(jì)控制電路原理圖如圖2-5所示。穩(wěn)壓管VZ2和電阻R3是為了防止脈沖信號(hào)電壓過(guò)高而照成開關(guān)管的損壞，對(duì)電路進(jìn)行穩(wěn)壓，考慮到開關(guān)所能承受的電壓，選取15V的穩(wěn)壓管，電阻R3=20%電阻R11和電容C13組成RC濾波器對(duì)6腳輸出的脈沖電壓進(jìn)行濾波，所以R11=20歐姆，C13=4700pE開

28、關(guān)頻率計(jì)算如圖2-5所示，UC3844的腳8與腳4間電阻R8及腳4的接地電容C17決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，由于UC3844內(nèi)部有個(gè)分頻器，所以驅(qū)動(dòng)MOSFETS率開圖2-5驅(qū)動(dòng)電路原理圖關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半。本實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)的電路頻率為40KHz,則UC3845的振蕩器工作頻率為80KHz電阻R8一股取10k,則電容C17由式2-1計(jì)算可得為。電容C18取為。保護(hù)電路設(shè)計(jì)如圖2-5所示，電源電壓過(guò)壓時(shí)，2腳電壓將會(huì)增大，當(dāng)增大到一定值后，UC3845將會(huì)關(guān)斷PWM波，即讓6腳輸出為0,MOS管Q1關(guān)斷，電源電壓自然就會(huì)下降，下降到一定程度后，反饋電壓VFB也同時(shí)變小，這樣UC38

29、45的6腳又開始輸出PWM波，控制MOS管的開通關(guān)斷，使電壓維持在12V左右。MOSFE初率開關(guān)管的源極所接的R6是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入U(xiǎn)C3844的腳3,構(gòu)成電流控制閉環(huán)。當(dāng)負(fù)載短路或過(guò)流時(shí)，通過(guò)MOS管的電流增大，則取樣電阻R6上的電壓也會(huì)升高，當(dāng)三腳的電壓高于1V時(shí)，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖，從而達(dá)到保護(hù)的效果。若故障消失，下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)將使PWM鎖存器自動(dòng)復(fù)位。由于MOS管開通關(guān)斷時(shí)，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護(hù)，我們?cè)赗6上并聯(lián)一個(gè)RC濾波電路，其中R5=1KC

30、14=470pF這樣就可以濾除電流尖峰，防止誤保護(hù)。由式1-35知，峰值電流為，則R6取0.3/5Wo三.反饋電路工作原理及設(shè)計(jì)反饋電路是通過(guò)輸出電壓引起光電耦合器PC817二極管-三極管上的電流變化取控制UC384a調(diào)節(jié)占空比，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。電路核心器件PC817和TL431。圖3-1所示為反饋電路原理圖，輸出經(jīng)過(guò)TL431反饋并將誤差放大，TL431陰陽(yáng)極間電壓變化，引起流過(guò)光耦PC817發(fā)光部分的電流變化，而處于電源高壓邊的光耦感光部分得到反饋電壓，用來(lái)調(diào)整的UC3845控制器輸出的PWM波的開關(guān)時(shí)間，從而得到一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓輸出。圖3-1反饋電路原理圖反饋電路工作原理當(dāng)輸出

31、電壓有變大趨勢(shì)時(shí)，經(jīng)兩電阻R13和WR1分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓作比較，使得TL431陰陽(yáng)極間電壓Vka降低，進(jìn)而光耦二極管的電流If變大，于是光耦發(fā)光加強(qiáng)，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個(gè)變大反饋電壓后，與其內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較后導(dǎo)致腳1的電平變低，經(jīng)過(guò)內(nèi)部電流檢測(cè)比較器與電流采樣電壓進(jìn)行比較后輸出變高，PWM鎖存器復(fù)位，或非門輸出變低，于是關(guān)斷開關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFE也率管的導(dǎo)通時(shí)間，于是傳輸?shù)酱渭?jí)線圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定

32、，不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響，達(dá)到了實(shí)現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。反饋電路設(shè)計(jì)穩(wěn)壓器TL431TL43俅用DIP-瞅TO-92M裝形式，引腳排列分別如圖3-2所示。3個(gè)引腳分別為：陰極（CATHODE、陽(yáng)極（ANODB和參考端（REF。圖中，A為陽(yáng)極，使用時(shí)需接地；K為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源；UREF1輸出電壓UO的設(shè)定端，外接電阻分壓器；NE空腳。圖3-2 TL431封裝圖及等效電路圖DIPS軻裝內(nèi)封裝由TL431的等效電路圖可以看到，Uref是一個(gè)內(nèi)部的基準(zhǔn)源，接在運(yùn)放的反相輸入端。由運(yùn)放的特性可知，只有當(dāng)RE端（同相端）的電壓非常接近Uref（）時(shí)，三極管中才會(huì)有一個(gè)穩(wěn)定的非飽和電流通過(guò)

33、，而且隨著RE端電壓的微小變化，通過(guò)三極管VT勺電流將從1至ij100mA變化。前面提到TL431的內(nèi)部含有一個(gè)的基準(zhǔn)電壓，所以當(dāng)在RE端引入輸出反饋時(shí)，器件可以通過(guò)從陰極到陽(yáng)極很寬范圍的分流，控制輸出電壓。如圖3-3所示的電路，當(dāng)R儕DR2的阻值確定時(shí)，兩者對(duì)Vo的分壓引入反饋，若Vo增大，反饋量增大，TL431的分流也就增加，從而又導(dǎo)致Vo下降。顯見，這個(gè)深度的負(fù)反饋電路必然在Uref等于基準(zhǔn)電壓處穩(wěn)定，此時(shí)Vo=（1+R/R2）Vref。圖3-3 TL431典型應(yīng)用電路選擇不同的R1和R2的值可以得到從到36V范圍內(nèi)的任意電壓輸出，特別地，當(dāng)R1=R方寸，Vo=5M需要注意的是，在選擇電

34、阻時(shí)必須保證TL431工作的必要條件，就是通過(guò)陰極的電流要大于1mA。光電耦合器此處選用光電耦合器PC817,PC81和常用的線性光耦，具有上下級(jí)電路完全隔離的作用，相互不產(chǎn)生影響，具有如下特點(diǎn)：(1)輸入和輸出之間的隔絕電壓高：5000V(2)電流傳輸比CTR:IF=5mA,VCE=5V最小值為50%(3)緊湊型雙列直插封裝PC817t電耦合器不但可以起到反饋?zhàn)饔眠€可以起到隔離作用。其內(nèi)部框圖如圖3-4所示。圖3-4 PC817等效電路圖極極 極板射電 陽(yáng)陰發(fā)集 12 3 4當(dāng)輸入端加電信號(hào)時(shí)，發(fā)光器發(fā)出光線，照射在受光器上，受光器接受光線后導(dǎo)通，產(chǎn)生光電流從輸出端輸出，從而實(shí)現(xiàn)了“光-電-

35、光”的轉(zhuǎn)換。普通光電耦合器只能傳輸數(shù)字信號(hào)(開關(guān)信號(hào))，不適合傳輸模擬信號(hào)。線性光電耦合器是一種新型的光電隔離器件，能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或電流信號(hào)，這樣隨著輸入信號(hào)的強(qiáng)弱變化會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的光信號(hào)，從而使光敏晶體管的導(dǎo)通程度也不同，輸出的電壓或電流也隨之不同。參數(shù)選擇TL43?？驾斎攵说碾娏鲄⒖贾禐?uA,為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響，通常取流過(guò)電阻R13的電流為參考/&入端電流的100倍以上，根據(jù)公式4-1計(jì)算，取R13的值為10kR13<=200uA=(3-1)根據(jù)TL431的特性，R1&WR1、Uo、Ureft固定的關(guān)系：WR1,、Uo1-；*Ure

36、f(3-2)R13R13則，WR1(UoUref)*3-3Uref上式中，Uref為，Uo為28V,根據(jù)(3-3)式計(jì)算得出WR1=102K為了取得合適的R11值，首先根據(jù)PC817Wce與Ic關(guān)系曲線確定PC817!極管正向電流If。UC3845勺誤差放大器/&出電壓擺幅<Uo<,由圖3-5可知，當(dāng)PC8171極管正向電流If在5mA右時(shí)，三極管的集射電流Icft5mA左右變化，集射電壓Uce在很寬的范圍內(nèi)線性變化，符合UC3845勺控制要求。5mA6.25mA0.8PC817勺電流彳輸比CTR=-,按公式4-4計(jì)算得出通過(guò)PC81衲部發(fā)光二級(jí)管的最小電流為：(3-4)I

37、cIIfminCTRTIA31最大電流為100mA,故取流過(guò)R11發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA的Ifmax為50mA,根據(jù)公式3-5和3-6,28V 2.5V 1.2V 3.9K(3-5)-UoUkaUfmin6.25mARSIIfmin(3-6)UOUkaUfmax28V2.5V1.4VRs482Ifmax50mA選擇RS勺取值為500歐姆，<目)U-R匕aMTl 金OW余電俄發(fā)射彼電壓圖3-5 PC81確集電極電流與集電極發(fā)射機(jī)電壓此電路設(shè)計(jì)中還增加了提升低頻增益電路，用電阻R12和電容C19用接于控制端和輸出端，來(lái)壓制低頻（100Hz）紋波和提高輸出調(diào)整率，即靜態(tài)誤差。四.

38、仿真驗(yàn)證仿真電路由主電路、控制電路、反饋回路組成的整個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，如圖4-1所示。主電路主要由由MOSFETF關(guān)管、整流二極管、濾波電容、隔離變壓器和RCD吸收電路構(gòu)成。控制電路采用UC3845峰值電流控制芯片。反饋電路采用輸出電阻分壓取樣，經(jīng)過(guò)可調(diào)精密穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器PC817給到控制芯片2腳VfboMOSFE砌率開關(guān)管的源極所接的電阻是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入U(xiǎn)C3845的腳3,構(gòu)成電流控制閉環(huán)，當(dāng)負(fù)載短路或過(guò)流時(shí)，達(dá)到保護(hù)的效果。由于MOS管開通關(guān)斷時(shí)，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳,為防止UC3845誤保護(hù)，并聯(lián)了一個(gè)RC濾波電路。由于MOS管開通關(guān)斷時(shí)，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護(hù)，并聯(lián)了一個(gè)RC濾波電路圖4-1整體電路圖當(dāng)輸出電壓Vo有變大趨勢(shì)時(shí)，經(jīng)兩電阻和分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓作比較，使得TL431陰陽(yáng)極間電壓Vka降低，進(jìn)而光耦二極管的電流If變大，于是光耦發(fā)光加強(qiáng)，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個(gè)變大反饋電壓后,與其內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較后導(dǎo)致腳1的電平變低，又因電流采