基于TL494的DC-DC開關電源設計

1、基于TL494的DC-DC開關電源設計摘 要隨著電子技術的高速開展,電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛,電子設備的種類也越來越多,電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切。近年來 ,隨著功率電子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技術以及電源理論開展 ,新一代的電源開始逐步取代傳統(tǒng)的電源電路。該電路具有體積小，控制方便靈活，輸出特性好、紋波小、負載調整率高等特點。開關電源中的功率調整管工作在開關狀態(tài)，具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、溫升低、體積小等突出優(yōu)點，在通信設備、數(shù)控裝置、儀器儀表、視頻音響、家用電器等電子電路中得到廣泛應用。開關電源的高頻變換電路形式很多, 常用的變換電路有推挽、全橋、半

2、橋、單端正激和單端反激等形式。本論文采用雙端驅動集成電路TL494輸?shù)腜WM脈沖控制器設計小汽車中的音響供電電源，利用MOSFET管作為開關管，可以提高電源變壓器的工作效率，有利于抑制脈沖干擾，同時還可以減小電源變壓器的體積。關鍵詞：IGBT，PWM，推挽電路，半橋電路，單端正激BASED ON THE DC-DC TL494 SWITCHING POWER SUPPLYABSTRACTWith the rapid development of electronic technology, electronic systems, more and more extensive applicat

3、ions, the types of electronic equipment, more and more electronic equipment and people work and live closer and closer. In recent years, with the power electronic devices (such as IGBT, MOSFET), PWM switching power supply technology and development of the theory, a new generation of power began to g

4、radually replace the traditional power supply circuits. The circuit is small, flexible to control the output characteristics of a good, ripple, load adjustment rate and so on.Switching power supply in the power adjustment control work in the off state, with low power consumption, high efficiency, wi

5、de voltage range, low temperature rise, and other outstanding advantages of small size, the communication equipment, CNC equipment, Instrumentation, video audio, home appliances so widely used in electronic circuits. High frequency converter switching power supply so many forms of commonly used with

6、 push-pull converter, full bridge, half bridge, single-ended forward and the form of single-ended flyback. In this thesis, two-side driver IC - TL494 PWM pulse output of the controller design car audio power supply in use as a switch MOSFET, can improve the efficiency of the power transformer, is co

7、nducive to impulse noise suppression, but also can reduce the size of the power transformer.KEY WORDS: IGBT，MOSFET，Push-pull circuit，Half bridge circuit, Single-ended forward目錄 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc264180677 前言1 HYPERLINK l _Toc264180678 第1章 開關電源根底技術 PAGEREF _Toc264180678 h 2 HYPERLINK l

8、_Toc264180679 1.1 開關電源概述 PAGEREF _Toc264180679 h 2 HYPERLINK l _Toc264180680 1.1.1 開關電源的工作原理 PAGEREF _Toc264180680 h 2 HYPERLINK l _Toc264180681 1.1.2 開關電源的組成 PAGEREF _Toc264180681 h 3 HYPERLINK l _Toc264180682 1.1.3 開關電源的特點 PAGEREF _Toc264180682 h 3 HYPERLINK l _Toc264180684 1.2 電源電路組成 PAGEREF _Toc

9、264180684 h 4 HYPERLINK l _Toc264180685 1.3開關電源典型結構5 HYPERLINK l _Toc264180686 1.3.1串聯(lián)開關電源結構5 HYPERLINK l _Toc264180687 1.3.2并聯(lián)開關電源結構5 HYPERLINK l _Toc264180688 1.4 電力場效應晶體管MOSFET PAGEREF _Toc264180688 h 7 HYPERLINK l _Toc264180689 開關電源的技術指標8 HYPERLINK l _Toc264180690 第2章 開關變換電路10 HYPERLINK l _Toc26

10、4180691 2.1 推挽開關變換電路10 HYPERLINK l _Toc264180692 2.1.1 推挽開關變換根本電路 PAGEREF _Toc264180692 h 10 HYPERLINK l _Toc264180693 2.1.2 自激推挽式變換器 PAGEREF _Toc264180693 h 11 HYPERLINK l _Toc264180694 2.2 半橋變換電路 PAGEREF _Toc264180694 h 14 HYPERLINK l _Toc264180695 2.3 正激變換電路 PAGEREF _Toc264180695 h 15 HYPERLINK l

11、 _Toc264180696 2.4 DC/DC升壓模塊設計 PAGEREF _Toc264180696 h 16 HYPERLINK l _Toc264180697 第3章 雙端驅動集成電路TL49419 HYPERLINK l _Toc264180698 3.1 TL494簡介19 HYPERLINK l _Toc264180699 3.2 TL494的工作原理20 HYPERLINK l _Toc264180700 3.3 TL494內部電路 PAGEREF _Toc264180700 h 20 HYPERLINK l _Toc264180702 3.4 TL494構成的PWM控制器電路

12、22 HYPERLINK l _Toc264180703 第4章 TL494 在汽車音響供電電源中的應用 PAGEREF _Toc264180703 h 24 HYPERLINK l _Toc264180704 4.1 汽車音響電源簡述 PAGEREF _Toc264180704 h 24 HYPERLINK l _Toc264180705 4.2 汽車音響供電電源的組成 PAGEREF _Toc264180705 h 26 HYPERLINK l _Toc264180706 4.2.1 TL494的輔助電路設計 PAGEREF _Toc264180706 h 26 HYPERLINK l _

13、Toc264180707 4.2.2 主電路的設計 PAGEREF _Toc264180707 h 28 HYPERLINK l _Toc264180708 結 論29謝 辭30 HYPERLINK l _Toc264180709 參考文獻 PAGEREF _Toc264180709 h 31 HYPERLINK l _Toc264180710 HYPERLINK l _Toc264180711 附 錄 PAGEREF _Toc264180711 h 32 HYPERLINK l _Toc264180712 外文資料翻譯 PAGEREF _Toc264180712 h 33前言電源是實現(xiàn)電能變

14、換和功率傳遞的主要設備、在信息時代，農(nóng)業(yè)、能源、交通運輸、信息、國防教育等領域的迅猛開展，對電源產(chǎn)業(yè)提出了更多、更高的要求，如：節(jié)能、節(jié)電、節(jié)材、縮體、減重、環(huán)保、可靠、平安等。這就迫使電源工作者在電源研發(fā)過程中不斷探索，尋求各種相關技術，做出最好的電源產(chǎn)品，以滿足各行各業(yè)的要求。開關電源是一種新型電源設備，較之于傳統(tǒng)的線性電源，其技術含量高，耗能低，使用方便，并取得了較好的經(jīng)濟效益。隨著電力電子技術的高速開展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代HYPERLINK :/baike.baidu /view/762157.htm計算機電源全面實

15、現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速開展。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制PWM控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的本錢都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源本錢在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一本錢反轉點。隨著電力電子技術的開展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一本錢反轉點日益向低輸出電力端移

16、動，這為開關電源提供了廣泛的開展空間。由于小汽車音響受到12V供電的制約，無論輸出功率還是音場效果都難以進一步提高。在此情況下，從上世紀末，歐洲生產(chǎn)的汽車音響中開始采用DC-DC變換器，將12V蓄電池供電變換為24V-50V，向汽車音響提供電源。目前，DC-DC變換器與機械變流器相比，已今非昔比，其開關頻率可達100KHZ以上，效率接近90%。第1章 開關電源根底技術1.1 開關電源概述 開關電源的工作原理開關電源的工作原理圖如圖1-1所示；圖中輸入的直流不穩(wěn)定電壓Ui經(jīng)開關S加至輸出端，S為受控開關，是一個受開關脈沖控制的開關調整管。使開關S按要求改變導通或斷開時間，就能把輸入的直流電壓Ui

17、變成矩形脈沖電壓。這個脈沖電壓經(jīng)濾波電路進行平滑濾波就可得到穩(wěn)定的直流輸出電壓U0。圖1-1 開關電源的工作原理 (a)為原理性電路圖，(b)為波形圖為方便分析開關電路，定義脈沖占空比方下： (1-1)式中T表示開關S的開關重復周期；TON表示開關S在一個開關周期中的導通時間。開關電源直流輸出電壓U0與輸入電壓Ui之間有如下關系： (1-2)由(1-2)式可以看出，假設開關周期T一定，改變開關S的導通時間TON，即可改變脈沖占空比D，到達調節(jié)輸出電壓的目的。T不變，只改變TON來實現(xiàn)占空比調節(jié)的方式叫做脈沖寬度調制(PWM)。由于PWM式的開關頻率固定，輸出濾波電路比擬容易設計，易實現(xiàn)最優(yōu)化，

18、所以PWM式開關電源用得較多。假設保持TON不變，利用改變開關頻率f=1/T實現(xiàn)脈沖占空比調節(jié)，從而實現(xiàn)輸出直流電壓U0穩(wěn)壓的方法，稱做脈沖頻率調制(PFM)方式開關電源。由于開關頻率不固定，所以輸出濾波電路的設計不易實現(xiàn)最優(yōu)化。既改變TON，又改變T，實現(xiàn)脈沖占空比的調節(jié)的穩(wěn)壓方式稱做脈沖調頻調寬方式。在各種開關電源中，以上三種脈沖占空比調節(jié)方式均有應用。 開關電源的組成開關電源由以下四個根本環(huán)節(jié)組成，見圖1-2所示。其中DC/DC變換器用以進行功率變換，是開關電源的核心局部；驅動器是開關信號的放大局部，對來自信號源的開關信號放大，整形，以適應開關管的驅動要求；信號源產(chǎn)生控制信號，由它激或自

19、激電路產(chǎn)生，可以是PWM信號，也可以是PFM信號或其它信號；比擬放大器對給定信號和輸出反應信號進行比擬運算，控制開關信號的幅值，頻率，波形等，通過驅動器控制開關器件的占空比，到達穩(wěn)定輸出電壓值的目的。除此之外，開關電源還有輔助電路，包括啟動電路、過流過壓保護、輸入濾波、輸出采樣、功能指示等。DC/DC變換器有多種電路形式，其中控制波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振變換器應用較為普遍。開關電源與線性電源相比，輸入的瞬態(tài)變換比擬多地表現(xiàn)在輸出端，在提高開關頻率的同時，由于反應放大器的頻率特性得到改善，開關電源的瞬態(tài)響應指標也能得到改善。負載變換瞬態(tài)響應主要由輸出端LC濾波器的特性

20、決定。所以可以通過提高開關頻率、降低輸出濾波器LC的方法改善瞬態(tài)響應特。圖1-2 電源根本組成框圖 開關電源的特點(1)效率高：開關電源的功率開關調整管工作在開關狀態(tài)，所以調整管的功耗小，效率高，一般在80%90%，高的可達90%以上。(2)重量輕：由于開關電源省掉了笨重的電源變壓器，節(jié)省了大量的漆包線和硅鋼片，電源的重量只有同容量線性電源的1/5，體積也大大縮小。(3)穩(wěn)壓范圍寬：開關電源的交流輸入電壓在90270V范圍變化時，輸出電壓的變化在2%以下。合理設計電路，還可使穩(wěn)壓范圍更寬，并保證開關電源的高效率。(4)可靠平安：在開關電源中，由于可以方便的設置各種形式的保護電路，所以當電源負載

21、出現(xiàn)故障時，能自動切斷電源，保護功能可靠。(5)功耗?。河捎诠β书_關管工作在開關狀態(tài)，損耗小，不需要采用大面積散熱器，電源溫升低，周圍元件不致因長期工作在高溫環(huán)境而損壞，所以采用開關電源可以提高整機的可靠性和穩(wěn)定性3。1.2電源電路組成電源電路一般由主開關電源、副電源、輔助電路等組成。1.主開關電源主開關電源的輸出功率較副電源、行輸出級二次電源的輸出功率要大。它將輸入220V交流輸入直接整流、濾波為300V左右的直流電壓，再經(jīng)過開關穩(wěn)壓調整環(huán)節(jié)中的開關調整管、開關變壓器、穩(wěn)壓控制電路、鼓勵脈沖產(chǎn)生電路對300V左右的直流電壓進行DC-DC開關變換，產(chǎn)生各種所需的穩(wěn)定直流電壓輸出。主開關電源主要

22、為主負載電路提供110145V的直流電壓。遙控待機功能是通過對主開關電源的控制實現(xiàn)的，主開關電源一旦停止工作，那么相應的功率放大級也將停止工作，于是主負載失去了直流供電。2.副電源副電源的主要作用是為微處理器控制電路提供5V的供電電壓，副電源電路一般較簡單，既可采用簡易開關電源也可以采用傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電路，無論負載處于正常工作狀態(tài)還是待機狀態(tài)，副電源都必須正常工作。3.輔助電路 將行輸出變壓器中產(chǎn)生的行掃描脈沖進行整流與濾波，就可以得到各種所需的直流電壓。由于它是由行輸出級經(jīng)直流-交流-直流的兩次變換，所以又稱為二次電源。行輸出級產(chǎn)生的各種直流電壓主要給顯像管各電極供電，同時也可以為視頻輸出板

23、尾板、場掃描，圖像和伴音通道供電。 1.3關電源典型結構1.3.1串聯(lián)開關電源結構串聯(lián)開關電源工作原理的方框圖如圖1-3所示；功率開關晶體管VT串聯(lián)在輸入與輸出之間。正常工作時，功率開關晶體管VT在開關驅動控制脈沖的作用下周期性地在導通、截止之間交替轉換，使輸入與輸出之間周期性的閉合與斷開。輸入不穩(wěn)定的直流電壓通過功率開關晶體管VT后輸出為周期性脈沖電壓，再經(jīng)濾波后，就可得到平滑直流輸出電壓U0。U0和功率開關晶體管VT的脈沖占空比D有關，見式(12)。 圖1-3 串聯(lián)開關電源原理圖輸入交流電壓或負載電流的變化，會引起輸出直流電壓的變化，通過輸出取樣電路將取樣電壓與基準電壓相比擬，誤差電壓通過

24、誤差放大器放大，控制脈沖調寬電路的脈沖占空比D，到達穩(wěn)定直流輸出電壓U0的目的。1.3.2并聯(lián)開關電源結構并聯(lián)開關電源工作原理方框圖如圖1-4所示，功率開關晶體管VT與輸入電壓、輸出負載并聯(lián)，輸出電壓為： (1-3)圖1-4為一種輸出升壓型開關電源，電路中有一個儲能電感，適當利用這個儲能電感，可將并聯(lián)開關電源轉變?yōu)閺V泛使用的變壓器耦合并聯(lián)開關電源。圖1-4 并聯(lián)開關電源原理圖 變壓器耦合并聯(lián)開關電源工作框圖如圖1-5所示；功率開關晶體管VT與開關變壓器初級線圈相串聯(lián)接在電源供電輸入端，功率開關晶體管VT在開關脈沖信號的控制下，周期性地導通與截止，集電極輸出的脈沖電壓通過變壓器耦合在次級得到脈沖

25、電壓，這個脈沖電壓經(jīng)整流濾波后得到直流輸出電壓U0。同樣經(jīng)過取樣電路將取樣電壓與基準電壓UE進行比擬被誤差放大器放大，由誤差放大器輸出至功率開關晶體管VT，通過控制功率開關晶體管VT的導通、截止到達控制脈沖占空比的目的，從而穩(wěn)定直流輸出電壓。由于采用變壓器耦合，所以變壓器的初、次級側可以相互隔離，從而使初級側電路地與次級側電路地分開，做到次級側電路地不帶電，使用平安。同時由于變壓器耦合，可以使用多組次級線圈，在次級得到多組直流輸出電壓。 圖1-5 變壓器耦合并聯(lián)開關電源原理圖 1.4電力場效應晶體管MOSFET隨著信息電子技術與電力電子技術在開展的根底上相結合，形成了高頻化、全控型、采用集成電

26、路制造工藝的電力電子器件，其典型代表就是。1.電力場效應晶體管特點電力場效應晶體管簡稱電力Power Mosfet。 特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關速度快，工作頻率高， 熱穩(wěn)定性好。但是電流容量小，耐壓低，一般適用于功率不超過10kW的電源電子裝置。2.MOSFET的結構和工作原理電力MOSFET的種類按導電溝道可分為P溝道和N溝道，圖1-6所示為N溝道結構。電力MOSFET的工作原理是：在截止狀態(tài)，漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結反偏，漏源極之間無電流流過。在導電狀態(tài)，即當UGS大于開啟電壓或閾值電壓UT時，柵極下P區(qū)

27、外表的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結消失，漏極和源極導電。 (a) 內部結構斷面示意圖 (b)電氣圖形符號圖1-6 電力MOSFET的結構和電氣圖形符號MOSFET開關時間在10100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是電力電子器件中最高的。由于是場控器件，靜態(tài)時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。1.5開關電源的技術指標1.輸出電壓調整率 當設計制作開關電源時，第一個測試步驟為將輸出電壓調整至規(guī)格范圍內。此步驟完成后才能確保后續(xù)的規(guī)格能夠符合要求。 通常當調

28、整輸出電壓時，將輸入交流電壓設定為正常值，并且將輸出電流設定為正常值或滿載電流，然后以數(shù)字電壓表測量電源供給器的輸出電壓值并調整其電位器直到電壓讀值位于要求的范圍內。 2.電源調整率電源調整率的定義為電源供給器于輸入電壓變化時提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。此項測試系用來驗證電源供給器在最惡劣之電源電壓環(huán)境下，如高溫條件下，當用電需求量最大時，其電源電壓最低；又如低溫條件下，用電需求量最小，其電源電壓最高。在前述之兩個極端下驗證電源供給器之輸出電源的穩(wěn)定度是否符合需求的規(guī)格。 3.測量電壓調整率 能提供可變電壓能力的電源，至少能提供待測電源供給器的最低到最高之輸入電壓范圍。均方根值交流電壓表來測量輸

29、入電源電壓，眾多的數(shù)字功率計能精確計量V、A、W、PF。 測試步驟如下：將待測電源設備以正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定后，分別在低輸入電壓Vomin，正常輸入電壓Vonormal，及高輸入電壓Vomax下測量并記錄其輸出電壓值。 電源調整率通常以一額定負載下，由輸入電壓變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比，如以下公式所示： (1-4)電壓調整率也可用表示為，在輸入電壓變化下，其輸出電壓偏差量須在規(guī)定之上下限范圍內，即輸出電壓上下限絕對值以內。 負載調整率的定義為開關電源的輸出負載電流變化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。此項測試系用來驗證電源在最惡劣負載環(huán)境下，如在負載斷開，用電需求量最小，其負載

30、電流最低的條件下，以及在負載最多，用電需求量最大，其負載電流最高的兩個極端下驗證電源的輸出電源穩(wěn)定度是否符合需求的規(guī)格。 所需的設備和連接與電源調整率相似，唯一不同的是需要精密的電流表與待測電源供給器的輸出串聯(lián)。測試步驟如下：將待測電源供給器以正常輸入電壓及負載狀況下熱機穩(wěn)定后，測量正常負載下之輸出電壓值，再分別在輕載、重載負載下，測量并記錄其輸出電壓值，負載調整率通常以正常之固定輸入電壓下，由負載電流變化所造成其輸出電壓偏差率的百分比表示。當輸出負載電流變化時，其輸出電壓之偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內，即輸出電壓之上下限絕對值以內。 綜合調整率的定義為電源供給器在輸入電壓與輸出負載電流變

31、化時，提供其穩(wěn)定輸出電壓的能力。這是電源調整率與負載調整率的綜合，此項測試是上述電源調整率與負載調整率的綜合，可提供對電源供給器於改變輸入電壓與負載狀況下更正確的性能驗證。 綜合調整率用以下方式表示：當輸入電壓與輸出負載電流變化時，其輸出電壓的偏差量須在規(guī)定之上下限電壓范圍內(即輸出電壓之上下限絕對值以內)或某一百分比界限內。 6.輸出噪聲 輸出噪聲(PARD)是指在輸入電壓與輸出負載電流均不變的情況下，其平均直流輸出電壓上的周期性與隨機性偏差量的電壓值。輸出噪聲是表示在經(jīng)過穩(wěn)壓及濾波后的直流輸出電壓含有不需要的交流和噪聲部份，包含低頻50/60Hz電源倍頻信號、高于20 KHz高頻切換信號及

32、其諧波，再與其他隨機性信號所組成等，通常以mVp-p峰對峰值電壓為單位來表示。一般的開關電源的指標以輸出直流電壓的1%以內為輸出噪聲規(guī)格，其頻寬為20Hz到20MHz，或其它更高的頻率如100MHz等。開關電源實際工作時最惡劣的狀況如輸出負載電流最大、輸入電源電壓最低等，要求電源設備在惡劣環(huán)境狀況下，其輸出直流電壓加上干擾信號后的輸出瞬時電壓，仍能夠維持穩(wěn)定的輸出電壓不超過輸出上下電壓界限。否那么將可能會導致電源電壓超過或低于邏輯電路如TTL電路所承受電源電壓而誤動作，進一步造成死機現(xiàn)象。 例如5V輸出電源，其輸出噪聲要求為50mV以內。此時包含電源調整率、負載調整率、動態(tài)負載等其他所有變動，

33、其輸出瞬時電壓應介于4.75V至5.25V之間，才不致引起TTL邏輯電路之誤動作。在測量輸出噪聲時，電子負載的PARD必須比待測的電源供給器的PARD值為低，才不會影響輸出噪聲測量。同時測量電路必須有良好的隔離處理及阻抗匹配，為防止導線上產(chǎn)生不必要的干擾、振鈴和駐波，一般都采用在雙同軸電纜的端點并以50電阻，并使用差動式量測方法以防止地回路噪聲電流。第2章 開關變換電路由開關電源結構可知，開關穩(wěn)壓器無論何種形式，自激或它激實際上都是由開關電路和穩(wěn)壓控制電路兩大系統(tǒng)組成。常見的電源變換電路可以分為單端和雙端電路兩大類。單端電路包括正激和反激兩類；雙端電路包括全橋、半橋和推挽三類。每一類電路都可能

34、有多種不同的拓撲形式或控制方法。2.1 推挽開關變換電路 推挽開關變換根本電路如圖2-1所示為推挽式開關電路的示意圖。脈沖變壓器TC初、次級都有兩組對稱的繞組，其相位關系如下圖，開關管用開關S代替。如果使S1、S2交替導通，通過變壓器將能量傳到次級電路，使V1、V2輪流導通，向負載提供能量。由于S1、S2導通時脈沖變壓器TC電流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽電路與前述電路相比，提高了磁心的利用率。磁心在四個象限內的磁化曲線都被利用，在一定輸出功率時，磁心的有效截面積可以小于同功率的單端開關電路。此外當驅動脈沖頻率恒定時，紋波率也相對較小。圖2-1 推挽式開關電路推挽式開關電路中，能量轉

35、換由兩管交替控制，當輸出相同功率時，電流僅是單端開關電源管的一半，因此開關損耗隨之減小，效率提高。如果用同規(guī)格的開關管組成單端變換電路，輸出最大功率為150W。假設使用2只同規(guī)格開關管組成推挽電路，輸出功率可以到達400500W。所以輸出功率200W以上的開關電源均宜采用推挽電路。當濾波電感L電流連續(xù)時，輸出電壓表達式為： 2-1對稱推挽電路有其缺憾之處：1、開關管承受反壓較高。當開關管截止時，電源電壓和脈沖變壓器初級二分之一的感應電壓相串聯(lián)，加到開關管集電極和發(fā)射極，因而要求開關管VECO2VCC。2、推挽電路相當于單端開關電路的對稱組合，只有當開關管特性、脈沖變壓器初、次級繞組均完全對稱，

36、脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標第、象限內所包括的面積，才和第、象限曲線內面積相等，正負磁通相抵消。否那么磁感應強度+B和-B的差值形成剩余磁通量，使一個開關管磁化電流增大，同時次級V1、V2加到負載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優(yōu)勢盡失。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩(wěn)壓變換器中。因為低壓供電，N1、N2匝數(shù)少，且兩繞組間電壓差也小，一般采用雙線并繞的方式來保證其對稱性。 自激推挽式變換器自激推挽式直流脈沖變換器分有兩類，即飽和式推挽變換器和非飽和式變換器。圖2-2為飽和式推挽自激變換器的根本電路。所謂飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態(tài)。電路

37、通電以后，電流經(jīng)電阻R1到正反應繞組N3N4的中點，同時向VT1、VT2基極提供啟動偏置。由于VT2的基極電路附加了R2，因此IB2、IC2小于IC1、IB1。啟動狀態(tài)，IC1IC2的結果，使脈沖變壓器中形成的磁通N1N2，合成總磁通量為N1-N2，使VT1的導通電流起主導作用。因此，N1在各繞組中產(chǎn)生感應電勢，正反應繞組N3的感應電勢形成對VT1的正反應，使VT1集電極電流迅速增大。IC1的增大使N1激磁電流增大，磁場強度(H)的增加，使磁感應強度(B)磁化曲線增大，當?shù)竭_磁心飽和點時，即使磁化電流再增大，也無法再使磁感應強度增大，即磁通量的變化為零。磁通量飽和的結果，使其無變量，各繞組感應

38、電壓為零，VT1的正反應消失，集電極電流IC1IB1*，并迅速減小。此過程中，正反應繞組感應電壓反向，使VT2導通，且IC2迅速增大，VT1截止。此過程中，由于磁心的飽和周而復始地進行，VT1、VT2輪流導通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級感應出雙向矩形脈沖。因此推挽變換器次級可以通過全波或橋式整流向負載供電。圖2-2飽和式推挽變換器根本電路飽和型推挽變換器中，開關管VT1、VT2必須選擇較大的ICM。因為當磁通量開始飽和時，脈沖變壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時等效電感為零，開關管集電極電流劇增。在Ic劇增至IcIB*時，Ic才開始減小。一般飽和型變換器只用在低壓變換器中，即使

39、如此也必須嚴格設計脈沖變壓器飽和點的激磁電流，不能大于開關管最大允許電流。這種變換器的優(yōu)點是頻率比擬穩(wěn)定，其翻轉過程只取決于脈沖變壓器和負載電流。從電路結構上看，非飽和型推挽變換器與飽和型推挽變換器沒有根本區(qū)別，只是正反應量的選擇量不同而已。同樣是圖2-2的電路，如果合理選擇N1或N2與N3、N4的匝數(shù)比，使正反應過程中開關管在Ic增大到接近自身的飽和區(qū)時，出現(xiàn)ICIB*的關系，使兩管的導通/截止關系翻轉，那么成為非飽和型推挽變換器。非飽和指的是，在VT1、VT2的翻轉過程中，脈沖變壓器的磁通量始終處于與磁化電流的線性關系范圍內，通過正反應量的選擇，使IB最大值時開關管進入飽和區(qū)。此類推挽變換

40、器常被用于高壓變換器中。為了限制正反應量使IB增大的比例，在VT2的基極電路中參加限流電阻R2(見圖2-2所示)，以盡量使ICIB*的關系在開關管允許條件內使電路翻轉。上述推挽式自激變換器有不少優(yōu)點，但是也有缺陷。首先是自激推挽式開關電路的驅動脈沖是雙向的。在圖2-2中，當VT1導通期，N3的感應脈沖是以正脈沖形式加到VT1基極，此時VT2處于截止狀態(tài)，N4的感應脈沖以負脈沖形式加到VT2基極。當開關管或脈沖變壓器進入飽和狀態(tài)時，首先是正反應脈沖減小，隨IB，Ic而使正反應脈沖反向。由于雙極型開關管有少數(shù)載流子的存儲效應，IB的減小，甚至IB=0時，其IC不會立即截止，而正反應脈沖的反向卻可以

41、使另一只開關管立即導通，因此，在VT1、VT2交替過程中必然出現(xiàn)兩管同時瞬間導通。因兩管集電極電流通過脈沖變壓器形成反向磁場，而使脈沖變壓器等效電感量減小，開關管電流增大。正因為如此，這種變換器的工作頻率一般只在2000Hz左右，以減小兩管交替導通過程中造成的共態(tài)導通損耗。這是推挽變換器應用于高壓開關電源所必須解決的第一個問題6。所有用于高壓開關電路的開關管絕對都只采用NPN型，這點是由半導體器件工藝所決定的?，F(xiàn)有PNP型管的VCEO最大也極少超過300V，因此高壓變換器也只能采用全NPN型開關管。當VT1導通時，VT2為截止狀態(tài)，其集電極電壓為N2的感應脈沖和電源電壓之和，即2Vcc。如果用

42、于輸入整流供電的高壓變換器，VT1、VT2最高集電極和發(fā)射極之間電壓將是600V以上，到達此要求的只有NPN型開關管。兩管均為NPN管的結果是，其導通時驅動脈沖均為正向脈沖，如像自激式變換器相同的雙向脈沖。為了防止截止狀態(tài)反相驅動脈沖擊穿開關管的BE結，必須在驅動電路增加必要的保護措施，否那么即使不擊穿BE結，也會使開關管處于深度截止狀態(tài)，要想使其進入導通狀態(tài)，勢必增加正向驅動電流，因而使驅動功率增大，變換器效率降低。以上兩個問題不僅使自激式推挽電路效率降低，同時也不適宜作高壓輸入的變換器。很明顯，自激推挽式開關電源只能組成無穩(wěn)壓功能的變換器，而不能用于開關電源，因為要同步控制兩管的通斷占空比

43、，電路必然較復雜，且難以到達完全對稱地控制。此類變換器一般采用在輸出端設置耗能式穩(wěn)壓的方式。截止到目前為止，推挽式、橋式變換器都采用它激電路，以便于在驅動脈沖輸出之前進行PWM控制。飽和式變換器是利用輸出脈沖變壓器的磁飽和現(xiàn)象使開關管由導通變?yōu)榻刂梗雇仆祀娐返膬芍婚_關管輪流通斷。脈沖變壓器為了轉換輸出功率，鐵心的截面積必然較大，而要到達磁通量的飽和所需磁化電流也較大，使開關管損耗增大。因此在飽和式變換器的設計中，都盡量選擇開關管的工作狀態(tài)在脈沖變壓器的磁化曲線開始進入飽和狀態(tài)之初，首先讓開關管進入飽和區(qū)，使開關電路翻轉，以減小開關管在變壓器磁通飽和以后的大電流增長，降低開關管損耗。但是無論是

44、設計還是調試，要保持這兩者的嚴密關系是十分困難的。所以此類變換器常采用雙變壓器的電路形式。上述飽和式變換器中，脈沖變壓器TC有雙重功能，一是通過正反應繞組使開關管以自激振蕩的形式完成開關動作，進行DC-AC的變換。為了使開關動作持續(xù)地、兩管交替地進行，脈沖變壓器工作在磁飽和狀態(tài)；二是將DC-AC轉換后的雙向矩形波通過設計的圈數(shù)比耦合到次級，通過整流、濾波成為直流電。雙變壓器飽和式變換器中，那么將上述兩種功能分別采用驅動變壓器和輸出變壓器來完成。輸出變壓器只轉換輸出功率，驅動變壓器那么工作于飽和狀態(tài)，控制開關管的通/斷。因為驅動變壓器只提供推挽開關的驅動電流，其功率極小，可以采用較小的磁心截面積

45、，因而其飽和的磁化電流大幅度減小，只要求驅動變壓器磁性材料為矩形磁化曲線的、高磁通密度的。而輸出變壓器可以采用一般磁心，使本錢大幅降低。2.2 半橋變換電路半橋式電路顧名思義就是取掉橋式電路中的兩只開關管，半橋變換器電路如圖2-3所示。圖2-3 半橋電路原理圖電路的工作過程：VT1與VT2交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓Ud的平均值，也就改變了輸出電壓U0。VT1導通時，二極管V1處于通態(tài)，VT2導通時，二極管V2處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組N1中的電流為零，V1和V2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。VT1或VT2導通時

46、電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降。VT1和VT2斷態(tài)時承受的最高電壓為Ui。由于電容的隔離作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和。當濾波電感L的電流連續(xù)時，輸出電壓的計算公式為： (2-2) 半橋式開關電路省去兩只開關管，采用連接電容分壓方式，使開關管c-e極電壓與橋式電路相同，同時驅動電路也大為簡化，只需兩組在時間軸上不重合的驅動脈沖，兩組驅動電路的參考點為各自開關管的發(fā)射極，顯然比橋式電路的形式簡單得多。根據(jù)上述原理，當采用相同規(guī)格開關管時，半橋式負載端電壓為1/2Uin

47、，輸出功率為橋式電路的1/4。半橋式電路具有全橋式電路的所有優(yōu)勢，因此其應用比全橋式更普遍。2.3 正激變換電路 正激電路原理圖如圖2-4所示。圖2-4 正激電路原理圖電路的工作過程如下：開關管VT開通后，變壓器繞組N1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的N2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此V1處于通態(tài)，V2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；VT關斷后，電感L通過V2續(xù)流，V1關斷。VT關斷后變壓器的激磁電流經(jīng)N3繞組和V3流回電源，所以開關管VT關斷后承受的電壓表達式為： (2-3)此時要考慮變壓器磁心復位問題。開關管VT開通后，變壓器的激磁電流由零始，隨著時間增加而線性的增長直到VT關斷。為防止變

48、壓器的激磁電感飽和，需要設法使激磁電流在VT關斷后到下一次再開通的一段時間內降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。 變壓器的磁心復位時間為： (2-4)在電感電流連續(xù)的情況下，輸出電壓表示為： (2-5)輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓U0將高于式(2-3)的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下，輸出電壓表達式為： (2-6)2.4 DC/DC升壓模塊設計從低壓直流到高壓交流的轉換必定要設計升壓方案。在電源設計的過程中，從不同角度考慮了多種升壓方案。由升壓環(huán)節(jié)所處位置的不同，主要考慮了前置升壓和后置升壓兩種方法。所謂前置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變環(huán)節(jié)之前，先對輸入的12V低壓直流

49、電進行DC-DC轉換，升至所需較高直流電壓，將此高壓直流作為后續(xù)逆變電路的輸入，對此高壓直流電進行逆變，經(jīng)過濾波后直接得到所需要的高壓正弦交流電。所謂后置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變、濾波環(huán)節(jié)之后，即先對熱電發(fā)電器輸入的12V低壓直流電進行逆變、濾波，得到的是低壓正弦交流電，然后對該信號進行交流升壓得到所需的正弦交流電輸出。首先分析后置升壓，升壓環(huán)節(jié)輸入為濾波器輸出的低壓交流正弦波，交流升壓通常采用的方法為線圈升壓或壓電變壓器升壓。由于系統(tǒng)要求輸出的頻率為20Hz到5KHz的寬頻輸出，因此如果采用線圈升壓，屬于低頻升壓，升壓線圈體積將會比擬龐大，并且設計也較復雜，使得電源設計失去應用價值。而采

50、用壓電升壓器也無法實現(xiàn)，因為壓電變壓器僅在諧振頻率附近能夠實現(xiàn)較好的升壓效果，而且對于不同的壓電升壓器，隨著其形狀、大小等不同，其諧振頻率會有較大差異，而在其他頻率的升壓效果很不理想。另外壓電升壓器的輸出電壓隨負載的變化波動較大，難以實現(xiàn)精確控制。因此后置升壓方案不可行。前置升壓實際上是直流DC/DC升壓，也就是將升壓環(huán)節(jié)放在整個電源系統(tǒng)的最前端，首先通過直流變換器實現(xiàn)直流升壓，然后再逆變、濾波。直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器；有電氣隔離的稱為隔離直流變換器。其中不隔離直流變換器主要是采用升壓式(Boost)直流變換電路。其電路原理圖如圖2-

51、5所示：圖2-5 BOOST升壓電路原理圖整個電路由功率開關管VT、儲能電感L、二極管V及濾波電容C組成。當電路不工作時，功率晶體管VT處于截止狀態(tài)，二極管V導通，前端直流電源通過電感和二極管向電容充電，并且向負載提供自身電壓的直流電。當整個電路處于工作狀態(tài)時，外界對晶體管VT的控制端(柵極)加載周期性方波，晶體管VT便處于導通與截止的不斷交替狀態(tài)。當VT導通時，前端直流電源向電感L儲能，電感電流增加，感應電動勢為左正右負，負載由電容C供電；當VT截止時，電感電流減小，感應電動勢為左負右正，電感中能量釋放，與輸入電壓順極性疊加經(jīng)二極管V向負載供電，并同時向電容充電。功率管的高頻開關使得電感發(fā)生

52、強大的電磁感應，從而產(chǎn)生高壓，經(jīng)電容穩(wěn)壓輸出成高壓直流。其輸出電壓平均值將超過前端直流電壓。Boost DC/DC變換器的輸出電壓值與晶體開關管柵極控制方波的占空比成反比，調節(jié)方波占空比便可以實現(xiàn)調壓。正激型開關電源主回路由功率開關管VT、變壓器TC，二極管V1，V2， V3和電容C組成。其中，變壓器線圈繞組由N1，N2，N3組成。電路的工作原理為：當功率開關管VT導通時，變壓器兩端繞組的電壓均為上正下負，整流二極管V1導通V2截止，輸入電能通過整流二極管V1傳給負載，同時對電感L1儲能；當功率晶體管VT截止時，整流二極管V1截止V2導通，電感L1中的儲能流經(jīng)負載并經(jīng)過二極管V2續(xù)流。二極管V

53、3和變壓器繞組N3組成變壓器的磁芯復位電路，以保證在功率管再次開通之前勵磁電流能夠為零。同反激型變換電路一樣，正激電路的輸出電壓和輸入電壓比值除了與線圈匝數(shù)比有關外，還與開關周期T和占空比有關。在輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下，輸出電壓與輸出電壓的關系為： (2-7)輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓Uo將高于式(2-7)的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下： (2-8)第3章 雙端驅動集成電路TL4943.1 TL494簡介TL494是一種固定頻率脈寬調制電路，它包含了開關電源控制所需的全部功能，廣泛應用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關電源。TL494有SO-16和PDIP-1

54、6兩種封裝形式，以適應不同場合的要求10。TL494能產(chǎn)生PWM，能調整頻率和脈寬，還有一路基準電壓，這些都滿足DC-DC的條件，采用不同拓撲，得到升壓和降壓，如圖3-1所示：1，采用推挽push-pull方式，升壓，可以改變反應電阻，得到其他電壓；2，采用BUCK拓撲降壓，可以改變反應電阻，得到其他電壓；其外形圖如圖3-1。圖3-1 TL494外形圖TL494其他主要特點如下：(1) 集成了全部的脈寬調制電路。(2) 片內置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個(一個電阻和一個電容)。(3)內置誤差放大器。(4)內止5V參考基準電壓源。(5)可調整死區(qū)時間。(6)內置功率晶體管可提供500mA

55、的驅動能力。(7)推或拉兩種輸出方式。3.2 TL494的工作原理TL494是一個固定頻率的脈沖寬度調制電路，內置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調節(jié)，輸出脈沖的寬度是通過電容CT上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比擬來實現(xiàn)。功率輸出管Q1和Q2受控于或非門。當雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。 控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比擬器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比擬器具有120mV的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的4%，

56、當輸出端接地，最大輸出占空比為96%，而輸出端接參考電平時，占空比為48%。當把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓范圍在03.3V之間即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。 脈沖寬度調制比擬器為誤差放大器調節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當反應電壓從0.5V變化到3.5時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從-0.3V到Vcc-2.0的共模輸入范圍11。 3.3 TL494內部電路圖3-2 TL494內部電路框圖TL494是一種電壓控制模式的PWM控制和驅動集成電路芯片，由于它具有兩路相位相差180的PWM驅動信號輸出，因此被廣泛的應用與單端式正極式和反極式和雙

57、端式半橋式、全橋式和推挽式開關穩(wěn)壓電源電路?？傮w結構比同類集成電路SG3524更完善。TL494內部電路框圖見圖3-2。 (1)內置RC定時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率： (3-1)式中，f單位為KHz，R的單位為k，C的單位為F，其最高振蕩頻率為300KHz，能驅動雙極型開關管或MOSFET管。(2)內部設有比擬器組成的死區(qū)時間控制電路，用外加電壓控制比擬器的輸出電平，通過其輸出電平使觸發(fā)器翻轉換，控制兩路輸出之間的死區(qū)時間。當腳輸出電平升高時，死區(qū)時間增大。(3)觸發(fā)器的兩路輸出設有控制電路，使內部2只開關管既可輸出雙端時序不同的驅動脈沖，驅動推挽開關電路和半橋開關電路，也可

58、輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。(4)內部兩組完全相同的誤差放大器，其同相輸入端和反相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以方便用于穩(wěn)壓取樣，或用其中一種作為過壓、過流的超閾值保護。(5)輸出驅動電流單端到達400mA，能直接驅動峰值開關電流達5A的開關電路。雙端輸出為2200mA，參加驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和半橋式電路。假設用于驅動MOS FET管，那么需另參加灌流驅動電路。 工作波形如圖3-3所示。TL494假設將13腳與14腳相連可形成推挽式工作；假設將13腳與7腳相連可形成單端輸出方式。為增大輸出可將2個三極管并聯(lián)。 圖3-3 工作波形3.4 TL494

59、構成的PWM控制器電路PWM控制器電路其核心采用專用集成芯片TL494，原理見圖3-4所示，通過適當?shù)耐饨与娐?，不但可以產(chǎn)生PWM信號輸出，而且還有多種保護功能。TL494含有振蕩器，誤差放大器，PWM比擬器及輸出級電路等局部。OSC振蕩頻率由外接元件R，C決定，表達式為： (3-2)fOSC可選定1KHz200KHz之間，本電路選用fOSC = 40KHz。TL494內部的穩(wěn)壓電源將外部供給的+12V 電壓變換成+5V電壓，除提供芯片內部電路作電源外，并通過14腳對外輸出+5V基準電源13腳為輸出脈沖控制端，當1、3腳接地時，輸出脈沖最大占空比為96%，當接高電位時，最大占空比為48%。TL

60、494輸出脈沖的寬度調節(jié)由振蕩器電容CT兩端的正向鋸齒波和兩個控制信號相比擬來實現(xiàn)。只有鋸齒波電壓高于控制信號時，才會有脈沖輸出，內部兩個誤差放大器及外接電阻，電容構成電壓和電流反應調節(jié)器，都采用PI調節(jié)。誤差放大器的給定信號均取自+5V基準電源的分壓加于2腳和5腳。反應電壓信號UF由微機處理后引入1腳，與2腳的給定值UG比擬后，產(chǎn)生調制脈寬的控制信號，使輸出直流電壓保持穩(wěn)定。來自溫度傳感器AD590所檢測的電池溫度信號TF由微機處理后引入到16腳，當電池溫度超過規(guī)定值設為130% TN時，產(chǎn)生控制信號調制輸出脈沖的寬度，使電路處于限流輸出運行。來自霍爾電流傳感器所檢測的電流信號IF由微機處理