三相升壓型PWM整流器的控制

三相升壓型PWM整流器的控制摘要：在過去的十年中，控制三相升壓型脈寬調(diào)制（PWM）整流器在不平衡輸入電壓條件下的許多方法已被研究和提出。這些方法使用的輸入電壓，極電壓和輸入電流整流器的分析和控制瞬時(shí)的動(dòng)力，其中雙（正序和負(fù)序旋轉(zhuǎn)）幀控制結(jié)構(gòu)是最常見的順序組成部分。總之，本文分析在兩相靜止坐標(biāo)系中的PWM整流器的瞬時(shí)權(quán)力?；谶@種分析，輸入功率控制，輸入輸出電源控制，輸出功率，電壓不平衡條件下PWM整流器的控制方法，提出在單一的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)。與現(xiàn)有方法相比將會(huì)更簡單，本文著重表明旋轉(zhuǎn)變換輸入電壓和相位檢測(cè)方法的主要優(yōu)勢(shì)都將不存在。此外，控制變量的順序成分的提取，也沒有必要，從而大大減少時(shí)間延遲控制系統(tǒng)。9千伏安PWM整流器顯示了其有效性，該方法的有效性的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。指數(shù)條款，脈寬調(diào)制（PWM）整流，固定框，輸入電壓不平衡。近年來，三相升壓型脈寬調(diào)制（PWM）整流已經(jīng)獲得了越來越多的親睞如調(diào)速驅(qū)動(dòng)器，不間斷電源，可再生能源系統(tǒng)，電源系統(tǒng)等，隨著各行業(yè)應(yīng)用的普及，PWM整流器的電網(wǎng)連接，它幾乎肯定會(huì)遇到輸入電壓驟降，這是最常見的電網(wǎng)故障之一。通常，電壓角會(huì)引入電壓不平衡。即使平衡三相源電壓，電源線或不平衡負(fù)載條件下不同的參數(shù)也會(huì)造成不平衡轉(zhuǎn)換器連接的電網(wǎng)電壓。不平衡的輸入電壓下，可取的特點(diǎn)，如功率因數(shù)（UPF）的，恒定的直流母線電壓，正弦輸入電流，不能保證使用平衡電壓條件下開發(fā)的方法。事實(shí)上，許多控制算法已提出了PWM整流器的運(yùn)作，在不平衡輸入電壓條件。這些算法的目的是為了保持恒定的直流母線電壓和UPF條件，電網(wǎng)側(cè)。這些方法大致可分為三種類型：輸

入功率控制（IPC）的，輸入輸出功率控制（IOPC），輸出功率控制（OPC）。IPC的計(jì)劃確保恒定有功功率和零平均無功功率在輸入端。根據(jù)輸入電壓不平衡，輸入電流不會(huì)平衡。因此，瞬時(shí)有功功率對(duì)輸入濾波電感的基波頻率的兩倍脈動(dòng)分量。由于整流輸出端的瞬時(shí)功率是在輸入端和濾波電感上的瞬時(shí)動(dòng)力的總和，脈沖組件將出現(xiàn)在輸出端和直流母線電壓將隨著IPC算法跳動(dòng)。更何況，在IPC計(jì)劃的輸入電流連續(xù)成分的提取是必要的。無論IOPC方法在輸出輸入端，而不是在紋波有功功率為零。與此同時(shí)，恒有源功率和零紋波輸入端無功功率也保持。這一改進(jìn)，確保無紋波隨著直流母線電壓和平均意義上的UPF條件。鑒于此，IOPC的戰(zhàn)略需要解決非線性方程組，雖然它可以簡化，如果整流器輸入電壓命令值取代。一般來說，PWM整流器極電壓，這是控制變量的順序成分的提取是必要的。此外，提出了IOPC方法，當(dāng)前引用的順序組件，然后轉(zhuǎn)化成固定ABC滯環(huán)控制的框架。這種方法需要大量計(jì)算。IOPC計(jì)劃與IPC方法相比，在更復(fù)雜的計(jì)算成本提供更好的性能。為了獲得一個(gè)簡單的控制方法。使用的諧振控制器，以消除在IPC的DC總線電壓紋波，但它引入了輸入電流三次諧波。提出了兩種方法在固定框架基于諧振控制器內(nèi)部電流環(huán)路上的IOPC員工積極序列的幀同步控制的負(fù)序分量的諧振控制器。對(duì)于大部分現(xiàn)有的控制算法，提取順序組件（輸入電壓或控制變量，如極的PWM整流器的輸入電流或電壓）幾乎是不可避免的，因?yàn)樗查g的動(dòng)能進(jìn)行了分析和控制使用積極序列和負(fù)序變量。提出了雙饋系統(tǒng)的PWM整流器不平衡電壓驟降下的轉(zhuǎn)子側(cè)變流器的最優(yōu)控制方法的動(dòng)態(tài)編程能力控制加（DPPC）。這種方法還需要輸入電壓對(duì)稱分量分解。總之，控制變量的順序組成部分的提取將推出時(shí)間延遲，使控制算法復(fù)雜。雖然先進(jìn)的方法，可以減少時(shí)間延遲，消除連續(xù)成分的提取似乎更可取，將簡化

控制算法。此外，斯坦科維奇和陳前饋方法在ABC框架下不平衡輸入電壓和輸入阻抗?？傊?，這種方法是基于相量模型，并需要精確的參數(shù)。事實(shí)上，PWM整流器雙幀模式單一固定的兩階段框架相應(yīng)的等價(jià)。這個(gè)概念的啟發(fā)，本文提出的方法，只用單固定兩相控制PWM整流器的瞬時(shí)權(quán)力框架的控制變量的瞬時(shí)值。基于這種方法，IPC，國際油污賠償，和OPC計(jì)劃都可以實(shí)現(xiàn)在單一的固定框架，而電壓信號(hào)處理造成的時(shí)間延遲大大減少，比現(xiàn)有的方法需要連續(xù)成分的提取。LlaPWMRectifierSVPWMabc/apabc/aP1Pap/abc*PRFeedforwardCompensation°a—%*InstantaneousandDelayedInputVoltageExtractionPRCurrentRef.Calc.(22)forIPCor(25)forIOPCorLlaPWMRectifierSVPWMabc/apabc/aP1Pap/abc*PRFeedforwardCompensation°a—%*InstantaneousandDelayedInputVoltageExtractionPRCurrentRef.Calc.(22)forIPCor(25)forIOPCor(31)forOPC利用輸入電壓瞬時(shí)值控制變量的延遲值，表示為IPC，IOPC，和OPC方法提供不同的電流參考。由于所有三種算法的計(jì)算在固定框架的實(shí)施，無旋轉(zhuǎn)變換是必

要的。同時(shí)，開采順序組件完全消除。一般而言，IPC和OPC很簡單，但他們不能保證同時(shí)UPF的條件和無紋波直流母線電壓。IOPC可以提供最佳的性能，雖然它是最復(fù)雜的一個(gè)。延遲的輸入電壓可以得到存儲(chǔ)的采樣數(shù)據(jù)。這種方法可以提供零錯(cuò)誤的結(jié)果，但它是敏感的電壓失真和干擾。在本文中，諧振控制器為基礎(chǔ)的方法，提出采用獲得延遲的輸入電壓，雖然這種方法最初是為順序成分的提取。需要注意的是順序成分提取中的步驟在本文中并不需要。其實(shí)，這種方法是不敏感的電壓諧波，可以跟蹤輸入電壓與零誤差的基本組成部分。四。在此論文由IPCIOPC或OPC不平衡輸入電壓條件下的PWM整流器控制不平衡輸入電壓下的PWM整流器控制在固定的框架如圖。與傳統(tǒng)解決方案相比，主要區(qū)別是計(jì)算當(dāng)前引用。外環(huán)作為傳統(tǒng)的解決方案是相同的?？梢钥闯觯壳罢趯?shí)施循環(huán)兩相靜止坐標(biāo)?？梢匝a(bǔ)償?shù)妮斎腚妷?，電流?nèi)環(huán)的擾動(dòng)項(xiàng)，如在圖中虛線部分所示。在固定的控制是幀同步，因?yàn)闆]有旋轉(zhuǎn)變換，簡單得多。然而，由于作為當(dāng)前的參考正弦，傳統(tǒng)的PI控制器不適合在這樣的條件。要跟蹤當(dāng)前引用在固定框架的零誤差，比例加諧振（PR）控制器通過電流回路，達(dá)到快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和零穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差。PR控制器3s,KPC和Kr的基本輸入電壓的角頻率，比例增益，共振增益，分別表示。參數(shù)設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上沒有簡單的耦合控制器[24]提出的方法。由于沒有順序組成部分，在該方法提取，控制算法的復(fù)雜性是多還是少下降。更重要的是，時(shí)間延遲（，其中Tfun是電網(wǎng)電壓的基本周期）的順序成分提取過程中的時(shí)域相移操作造成被淘汰

五，實(shí)驗(yàn)結(jié)果本文提出的算法已核實(shí)16位DSPTMS320LF2407的控制的三相PWM整流器（TI產(chǎn)品），這是一個(gè)背回轉(zhuǎn)爐的前端。圖3顯示了背回轉(zhuǎn)爐的照片?？臻g矢量PWM調(diào)制方法和絕緣柵雙極晶體管（1200V，200）通過采用功率器件。表一中列出的其他參數(shù)輸入電流的總諧波失真（THD）是由一個(gè)Fluke43B電能質(zhì)量分析儀測(cè)量。實(shí)驗(yàn)裝置如圖。4階段的串聯(lián)電阻為0.5。的電壓不平衡。首先，PWM整流器被加載并在相位開關(guān)被打開。當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，電壓下降將出現(xiàn)在第

二階段A和三相電壓會(huì)變得不平衡。圖圖5顯示下OPC浸即時(shí)的三相電壓?？梢钥闯?，B和C相電壓也沾。這是因?yàn)樵趯?shí)驗(yàn)室的電網(wǎng)薄弱，電網(wǎng)電壓，電流的增加而降低。在實(shí)驗(yàn)中，IPC，OPC和IOPC的表演已經(jīng)全部測(cè)試。所有三種方法的控制器參數(shù)的選擇相同。外環(huán)：PI=1+200/S。連續(xù)時(shí)間域的PI和公關(guān)控制器的離散數(shù)字控制的零階保持方法。圖6所示波形的穩(wěn)態(tài)輸入電流和直流母線電壓的平衡輸入電壓下的三種方法。其實(shí)，這三種方法的結(jié)果幾乎是相同的，和THDof輸入電流都是約1.7%。然而，OPC的輸入電流約37A和IPC/國際油污賠償約35答：是的，這是因?yàn)镮PC和IOPC確保在輸入端子的UPF條件的OPC而在輸出端保持UPF的條件。圖在A相電壓驟降即時(shí)顯示的三種算法的結(jié)果?？梢钥闯觯腥N方法的直流母線電壓在輸入電壓跌落瞬間下降，并迅速恢復(fù)到參考值。然而，紋波成分開始出現(xiàn)在IPC在直流母線電壓，但這種情況不會(huì)發(fā)生OPC和IOPC。顯示了不平衡輸入電壓條件下的三種方法的穩(wěn)態(tài)波形。RMS值和THD輸入電流和直流母線電壓紋波表二所列的三個(gè)方案，來比較不同的性能。很顯然，輸入電流嚴(yán)重扭曲下的IPC，電流RMS值較其他兩種方法的不平衡。根據(jù)OPC的輸入電流有三項(xiàng)計(jì)劃中最低的THD值，而IOPC給最均衡的輸入電流RMS值。根據(jù)OPC和IOPC紋波成分都比較小，IPC的是偉大的。這是因?yàn)镮PC的方法并不能保證?POUT=0作為OPC和IOPC做。因此，直流母線電壓波動(dòng)下的IPC。從圖可以看出。2，乘以直流母線電壓外環(huán)PI控制器的輸出作為參考為參考電流計(jì)算的瞬時(shí)有功功率。因此，當(dāng)前的參考，也將成為下IPC的扭曲。無論如何，這不會(huì)發(fā)生OPC和IOPC。更重要的是，這三種方法的瞬時(shí)動(dòng)能也被調(diào)查。通過控制板上的D/A端口的示波器上顯示瞬時(shí)權(quán)力。事實(shí)上，輸出的瞬時(shí)有功功率對(duì)直流母線電壓，而輸入的瞬時(shí)無功功率秦交

易與功率因數(shù)?？梢钥闯?，根據(jù)IPC的POUT的基波頻率的脈動(dòng)分量的兩倍，同時(shí)在OPC和IOPC那些不具有明顯的波動(dòng)。在此期間，IPC或IOPC秦平均值幾乎是零，這意味著UPF的條件，滿足電網(wǎng)側(cè)。然