電力電子技術第六章

§6.1§6.2§6.3§6.4 —交變流電路：一種形式的交流變成另一種形式交流的電路電流或控制電路的通斷，不變頻率1.交流調壓電路——相位控制（或斬控式2.交流調功電路及交流無觸點開關—— 的通斷控制相數，也有改變相數交交變頻電路——直接把一種頻率的交流變成另一種頻率或變頻率的交流，直接變頻電路1.晶閘管交交變頻電2.矩陣式變頻電3.交直交變頻電路——先把交流整流成直流，再把直流逆另一種頻率或可變頻率的交流,間接變頻電路 交流電力控制電路的結構及類型（圖6- 交流調壓電路的燈光控制（如調光臺燈和舞臺燈光控制異步電軟起動異步 調速在高壓小電流或低壓大電流直流電源中，用于調節(jié)變壓器一次電壓 單相交流調壓電1、電阻負工作原理在u1的正半周和負半周，分正負半周α起始時刻(α0)均數量關負載電壓有效值負載電流有效值晶閘管電流有效值功率因數

（6-

（6-

（6-（6-輸出電壓與α的關系移相范圍為0≤α≤π。α=0時，輸出電壓為最大，Uo=U1。隨著α的增大，Uo降低，α=π時，Uo0。λ與α的關系α0時，功率因數λ1，α增大，輸入電流滯后于2、阻感負阻感負載時α的移相范負載阻抗角φ=arctan(ωL/的角度為φ；α=0時刻仍定為u1過零的刻，α的移相范圍應為φ≤απ圖6-2在ωtα時刻開通VT1在ωtα時刻開通VT1（6-，θ利用邊界條件：ωt=αθ時io0,可求得

（6-

圖6-單相交流調壓電路以α為變量的θ和α關系曲對（6-7）式進行到π點φ≠0，φ<α<π，由圖6-3可知，此時隨著α從π變化到φ，導通角θ從αφ時，θ=π壓器處于直通狀態(tài)，不起調壓作用，即uou1αφ時，θ>π，由于T1和T2的觸發(fā)脈沖相位相差π 由此可見：控制角α能起調壓作用的移相范圍應為φα≤π，為避免α<φ圖6-5α<φ數量關負載電壓有效值晶閘管電流有效值

負載電流有效值：IVT的標么

Z

圖6-4單相交流調壓電路α為參變量時IVTN和α3、單相交流調壓電路的諧波電阻負載的情波形正負半波對稱，所以不含直流分量和偶次諧式中（n=3、5、基波和各次諧波有效值：

(6-負載電流基波和各次諧波有效值（6-14）電流基波和各次諧波標么值隨α變化的曲線（基準電流為α=0時的有效圖6-6阻感負載的情電流諧波次數和電阻負載時相同，也只含3、5、7…α角相同時，隨著阻抗角φ4、斬控式交流調壓電一般采用全控型器件作為開關器工作原αton/T，改變α特圖6-7圖6-8 三相交流調壓圖6-9星形聯 b)線路控制三角形聯 c)支路控制三角形聯 d)中點控制三角形聯1、星形聯結電可分為三相三線和三相四線兩種情況三相四基本原理：相當于三個單相交流調壓電路的組合，三相互相錯120°工作?；ê?倍次以外的諧波在三相之間流動，不流過零問題：三相中3倍次諧波同相位，全部流過零線。零線有很大3倍次波電流。α=90°時，零線電流甚至和各相電流的有效值接近三相三線，電阻負載時的情任一相導通須和另一相構成回路電流通路中至少有兩個晶閘管，應 脈沖或寬脈沖觸發(fā)觸發(fā)脈沖順序和三相橋式全控整流電路一樣，為VT1~VT6,依次相相電壓過零點定為α的起點，α角移相范圍是0°~150（1）0°≤α三管導通與兩管導通替，每管導通180°–α。但α0°時一直是三管導（2）60°≤α兩管導通，每管導通（3）90°≤α300°–2α圖6-10不同αα=30°b)α=60°c)α=

電力電子技 諧波情電流諧波次數為k±k，，，…)，和三相橋式全控整流電路交流側電流所含諧波的次數完全相同；諧波次數越低，含量越大和單相交流調壓電路相比，沒有3倍次諧波，因三相對稱時，它們能流過三相三線電路2、支路控制三角聯結由三個單相交流調壓電路組成，分別在不同的線電壓作用下工單相交流調壓電路的分析方法和結論完全輸入線電流（即電源電流）為與該線相連的兩個負載相電流之諧波情3倍次諧波相位和大小相同，在三角形回路中流動，而不出 流線電流中所諧波次數為6k±1(k為正整數在相同負載和α角時，線電流中諧波含量少于三相三線星形典型用例——晶閘管控制電抗器（ThyristorControlledReactor—功補償裝置(StaticVarCampensator—SVC），用來對無功功率進行動態(tài)補償，圖10-38晶閘管控制電抗器(TCR)

圖10-39TCRα=120°b)α= c)α= 以交流電 數為控制單位——交流調功電對電路通斷進行控制——交流電力電子開§ 與交流調壓電路的異同電路形式完全相同控制方式不同：將負載與電源接通幾 ，再斷開幾 ，變通 數的比值來調節(jié)負載所消耗的平均功率應用常用于電爐的溫度控制因其直接調節(jié)對象是電路的平均輸出功率，所以稱為交流調功路電阻負載時的工作情 當M=3、N=2時的電路形如圖4-

圖6-13交流調功電路典型波形(M3、N諧波情幅而且在電源頻率附近非整數倍頻率諧波的量較 圖6-14交流調功電路的電流頻圖(M=3、N 優(yōu)點：響應速度快，無觸點，長，可頻繁控制通斷 SwitchedCapacitor—圖10-35基本原理圖（單相

圖10-35TSC基本單元單相簡 b)分組投切單相簡（圖10-35b），晶閘管投壓相等，這樣電容器電壓不會產生躍變，就不會產生沖擊電流；的變化率為零，電容投入過程不但沒有沖擊電流，電壓也沒有階躍變化。圖10-36TSCTSC電路也可采用晶閘管和二極管反并聯的由于二極管的作用，在電路不導通時uC總會維持在電源電壓峰成本稍低，但響應速度稍慢，投切電容器的最大時間滯后為一 圖10-37晶閘管和二極管反并聯方式的 1、電路構成和基本工作原電路構變流器P和N都是相控流電圖6-18工作原P組工作時，負載電流io為正N組工作時，io為負兩組變流器按一定的頻率交替工作，負載就得到該頻率的交流改變兩組變流器的切換頻率，就可改變輸出頻率改變變流電路的控制角α，就可以改變交流輸出電壓的幅為使uo波形接近正弦波，可按正弦規(guī)律對α角進行調制組α角按正弦規(guī)律從0°減到°或某個值，再增加到N組進行同樣的控制；uo由若干段電源電壓拼接而成，在uo的一個周期內，包含的電源電壓數越多，其波形就越接近正弦波時，另一組變流電路的觸發(fā)脈沖。工作狀態(tài)t1~t3期間：io工作，反組被t1~t2期間：uo和iot2~t3期間：uo反向，io仍t3~t5期間：io負半周，反t3~t4：uo和io均為負，反組t4~t5：uo反向，io哪一組工作由io方向決定定 圖6-19理想化交交變頻電路的整流和逆變工作狀考慮無環(huán)流工作方式下io過零的死區(qū)時間，一周期可分為6段第1段：io<0，uo>0，反組逆變； 第3段：io>0，uo>0，正組整流； 第4段：io>0，uo<0，正組逆變；第5段：又是無環(huán)流死區(qū)； 第6段：io<0，uo<0，為反組整流。uo和io的相位差小于90°時，一周期內電網向負載提供能量的平均值為正，電收能量， 為發(fā)電狀態(tài)圖6-203、輸出正弦波電壓的調制方介紹最基本的、廣泛使用的余弦交點法設Ud0為α0時整流電路的理想空載電壓（6-每次控制時α角不同，uo表示每次控制間隔內uo的平均值比較式(4-15)和(4-16)，應使：γ稱為輸出電壓比余弦交點法基本公式

（6-（6-

（6-余弦交點法圖解線電壓uabuac、ubcubauca和ucb依次u1~u6表示相鄰兩個線電壓的交對應于u1~u6所對應的同步信分別用us1~us6表示 以α=0為零時刻，us1~us6為余弦信號

圖6-21不同γ時，在uo一周期內，αωot變化的情況。圖中

圖6-22不同γ時α和ωot4、輸入輸出特1）輸出上限頻輸出頻率增高時，輸出電壓一周期所含電網電壓段數減少，波畸變嚴重電壓波形畸變及其導致的電流波形畸變和轉矩脈動是限制輸出率提高的主要因素就輸出波形畸變和輸出上限頻率的關系而言，很難確定一個明的界限當采用6脈波三相橋式電路時，輸出上限頻率不高于電網頻率1/3~1/2。電網頻率為50Hz時，交交變頻電路的輸出上限頻率20Hz2輸入功率因輸入電流相位滯后于輸入電壓需要電網提供無功功率一周期內，α角以90°為中心化

圖6-23輸出電壓諧輸出電壓的諧波頻譜非常復雜，既和電網頻率fi關，也和輸出頻率f有關；采用三相橋時，輸出電壓所含主要諧波的頻率為采用無環(huán)流控制方式時，由于電流方向改變時死區(qū)的影響，將增加5fo7fo等次諧波輸入電流諧輸入電流波形和可控整流電路的輸入波形類似，但其幅值和相位均按弦規(guī)律被調制采用三相橋式電路的交交變頻電路輸入電流諧波頻率為式中，k=1,2,3,…；l=0,1,2,… 三相交交變頻電1、電路接線方公共交流母線進線（圖6-因為電源進線端公用所以三組的輸出端必。為此，交流電機的三個繞組必須拆主要用于中等容量的流調速系統(tǒng) 圖6-24公共交流母線進線三相交交變頻電（簡圖輸出星形聯結方式（圖6-三組的輸出端是星形聯結， 的三個繞組也是星形聯電中點不和變頻器中點接在一起，電只引出三根線即圖6-25輸出星形聯結方式三相交交變頻電路 因為三組的輸出聯接在一起，其電源進線必 ，因此分別用三個變壓供電路，形成電流；和整流電路一樣，同一組橋內的兩個晶閘管靠雙觸發(fā)脈沖保證同時導兩組橋之間則是靠各自的觸發(fā)脈沖有足夠的寬度，以保證同時導通輸入輸出特輸出上限頻率和輸出電壓諧波和單相交交變頻電路是一致的輸入電流——總輸入電流由三個單相的同一相輸入電流合成而得到有些諧波相互抵消，諧波種類有所減少，總的諧波幅值也有所降低諧波頻率為： 式中，k=1,2,3,…；l=0,1,2,…。采用三相橋式電路時，輸入諧波電流的主要頻率為fi±6fo、5fi、5fi±6fo、7fi、7fi±6fo、11fi、11fi±6fo、13fi、13fi±6fo、fi±12fo等。其中圖6-26輸入功率因三相總輸入功率因數應為三相電路總的有功功率為各相有功功率之有效值來計算，比三相各自的視在功率之和要??；三相總輸入功率因數要高于單相交交變頻電路3、改善輸入功率因數和提高輸出電基本思各相輸出的是相電壓，而加在負載上的是線電壓倍于輸出頻率的諧波分量，它們都不會電壓中反映出來，因而也加不到負載上。利用這一特性可以使輸入功率因數得到改善并提高輸出電壓。直流偏負載電低速運行時，變頻器輸出電壓很低，各組橋式電路α角都在90°附近，因此輸入功率因數很給各相輸出電壓疊加上同樣的直流分量，控制角α將減小，但頻器輸出線電壓并不改變交流偏梯形波輸出控制方式輸入功率因數可提高15%

圖6-27間接變頻電路，先把交流變換成直流，再把直流逆變成可變頻率的交稱交直交變頻電路和交直交變頻電路比較，交交變頻電路的優(yōu)點只用一次變流，效率較高可方便地實現四象限工作低頻輸出波形接近正弦波缺點是接線復雜，采用三相橋式電路的三相交交變頻器至少要用36只晶管受電網頻率和變流電路脈波數的限制，輸出頻率較低輸入功率因數較低輸入電流諧波含量大，頻譜復雜應用 主要用于500kW或1000kW以下的大功率、低轉速的交流調速電路既可用于異步電，也可用于同步電傳動直接變頻電路

矩陣式變頻電所用開關器件是全控型的控制方式不是相控方式是斬控方式拓撲結圖6-28a所三相輸入電壓為ua、ub和三相輸出電壓為uu、uv和9個開關器件組成3×3矩陣因此該電路被稱為矩陣式頻電路(MatrixConverter或矩陣變換器

圖6- 優(yōu)利用單相輸入對單相交流電壓us進行斬波控制，即進行控制時，輸出電壓uo為（6-式中，Tc——開關周期；ton——一個開關周期內開關導通時間；s 利用三相相電壓把輸入改為三相，就可利用圖6-29b利用三相線電壓用圖6-28a中第一行和第二行的6個開關共同作用來構造輸出線電壓當uuv必須為正弦波時，最大幅值就可達到輸入線電壓幅值的0.86611232m圖6-29 b)三相輸入構造輸出相電 c)三相輸出構造輸出線電以相電壓輸出方式為例分析矩陣式交交變頻電路的利用對開關S11、S12和S13的控制構造輸出電壓為防止輸入電源短路，任何時刻只能有一個開關接通開路，任一時刻必須有一個開關接通；u相輸出電壓uu和各相輸入電壓的關系為25）的導通占空比，且有對于三相有

（6-可縮寫為 uo= (6-式中 ，σ稱為調制矩陣，σ矩陣中各元素確定后，輸入電流ia、ib、ic和輸電流iu、iv、iw的關系也就確定（6-29）（6-式中，ii io式(6-27)、(6-29)是矩陣式變頻電路的基本輸入輸出關系對實際系統(tǒng)來說，輸入電壓和所需要的輸出電流是已知的。設為（6- Uim、Iom——輸入電壓和輸出電流的幅值；ωi、ωo——輸入電壓和輸出電流的角頻率；φo——相應于輸出頻率的負載阻抗角。變頻電路希望的輸出電壓和輸入電流分別式 Uom、Iim——輸出電壓和輸入電流的幅值φi——輸入電流滯后于電壓的相位

（6-當期望的輸入功率因數為1時，φi=0。把式(6-31)~式(6-34)代入(6-27)和式(6-29)，可得 σ（6-σ如能求得滿足式(6-35)和式(6-36)的σ，