第二章運算放大器靜態(tài)限制23學時

1第二章實際運算放大器的靜態(tài)限制簡化運算放大器電路圖

輸入失調電壓低輸入偏置電流運算放大器輸入偏置電流和輸入失調電流IOS和VOS

同時作用時的影響輸入失調誤差補償2實際運算放大器與理想運算放大器特性的一致是在恰當的頻率和適度的直流增益條件下。頻率或增益增加—特性不斷惡化（因各種限制開始起作用）最關鍵的限制之一—開環(huán)增益在幾赫茲的范圍內是高的，之后會隨輸入信號頻率增加，增益下降，使閉環(huán)性能不斷惡化。與此相關的缺點：限制運算放大器對輸入突然變化的響應速度。3當工作頻率限制在相對較低的水平，是否還有限制？YES尤其在高直流增益場合4（一）、簡化OpAmp電路圖輸入級第二級輸出級5輸入級：該級可以檢測到反相和同相輸入電壓vN和vP的任何不平衡，并把它轉化為單端輸出電流io1（二）、簡化OpAmp-輸入級6IA會在Q1和Q2

間均分；任何失配會使IA的大部分流經Q1而一小部分流經Q2，或相反；小信號情況斜率（跨導）大信號情況（過度驅動輸入級）（具有負反饋的OpAmp是在何種情況工作？）7簡化OpAmp-第二級

該級是由達林頓晶體管對Q5和Q6

，以及頻率補償電容Cc組成。達林頓是用于提供附加的增益和更寬的信號擺幅。電容是用于穩(wěn)定運算放大器,防止在負反饋應用中所不希望有的振蕩產生。8簡化OpAmp-輸出級

基于射級跟隨器Q7和Q8

設計的這一級是用來提供低的輸出阻抗的。雖然其電壓增益近似為1，但其電流增益還是相當高的，對第二級起功率放大器的作用。9輸入偏置電流輸入級Q1和Q2的和之間存在不可避免的失配，那么IP和IN也必然存在失配。將兩電流的均值稱為輸入偏置電流。IOS的幅度量級通常比IB小。IB的極性取決于輸入晶體管類型，而IOS極性則取決于失配方向。（三）、輸入偏置電流和輸入失調電流輸入失調電流10由IB和IOS所引起的誤差在電阻反饋情況下，將有源輸入都置零的話，可得等效電路如圖：整理得：其中利用疊加定理可得11由式可以得出四個結論:1、無輸入信號，仍輸出Eo,稱其為輸出直流噪聲;2、E0

是由輸入誤差(或稱輸入直流噪聲，EI)放大（1+R2/R1）倍得到的，可將這個放大倍數稱為直流噪聲增益;3、輸入誤差EI由兩部分組成;4、兩部分的極性相反，有互為補償的趨勢。

通常，誤差Eo可能無法接受，必須采用適當的方法把它降至可以接受的水平。直流噪聲增益與信號增益的區(qū)別？12式可以表示成如果可消除含IB的項，最后可得13式可以看出：通過縮小所有的電阻可以進一步降低E0；如：將所有的電阻縮小10倍不會影響增益，但可以使輸入誤差縮小10倍。縮小電阻會增加功率耗散，需要折中；如果E0仍無法接受，那么選擇具更低IOS值的運算放大器。14例：如圖所示的電路圖中，令并令運算放大器有和1、當RP=0時計算E0的值。2、當重做上題。3、當同時把所有電阻縮?。保氨?，重做２。４、采用ＩＯＳ＝３nA的運算放大器，重做３。試對這些結果給予評注。

15（三）、反饋電阻究竟應該如何設置?運放直流噪聲增益限制了電阻取值不能太大；大電阻有大的熱噪聲和寄生電容；運放最大輸出電流限制了電阻取值不能太小，否則不能驅動負載；（741最大輸出電流20mA）反饋電阻的適當范圍：Rs、Rf為幾百歐至幾十千歐；Rs+Rf為幾千歐至幾十千歐；16超高電流放大輸入的OpAmp采用具有極高電流增益的輸入BJT是實現低IB的一種方法。

這種BJT稱為具有超高電流放大系數晶體管,它采用非常薄的基極區(qū)域,使基極電流的復合分量最小，可實現超過103A/A的電流放大倍數。LM308采用了這種技術。一般具有超高電流放大系數的運算放大器的（四）低輸入偏置電流OpAmp17電流相消實現低IB：由特定的電路預估對輸入晶體管進行偏置所需的基極電流，然后在內部提供這些電流。這使得從外界看來，就好像運算放大器可以在沒有任何輸入偏置電流的情況下能夠工作。實際上，由于器件失配，相消是不完全的，因此輸入端仍會吸收殘余的電流。輸入端殘余電流的幅度通常要比實際基極電流的幅度低一個數量級。沒有必要在具有輸入電流相消得運算放大器中安裝一個虛設電阻RP。通常OP-07的額定值是：

和2、輸入偏置電流相消183、JFET輸入OpAmp

這些器件采用結型場效應管（JFET）來實現輸入級的差分對，而采用常規(guī)BJT來實現電路的其它部分?，F在IB是JFET的柵極和溝道之間的PN結的反相偏置電流。在室溫下，這個電流一般在幾十皮安的數量級或更小。LF356在室溫下的額定值是IB=30pA和IOS=3pA4、MOSFET輸入OpAmp當采用金屬氧化物半導體FET（MOSFET）實現差分輸入對時，IB是柵極和溝道電容的漏電流。這個電流一般是在幾個皮安的數量級上。TLC279CMOS：室溫下的額定值是IB=0.7pA和I0S=0.1pA19輸入偏置電流漂移

20（五）輸入保護當采用具有超低輸入偏置電流的運算放大器時,為了充分實現這些器件的能力，需要特別注意接線和電路的裝配。在這方面,數據單通常會給出有用的指導原則。最關心的是印刷電路板上的漏電流。它們會很容易超過IB，因此使在電路設計中艱難實現的功能失效。

21保護環(huán)布局和連接22保護環(huán)布局和連接23（六）、輸入失調電壓將運算放大器的輸入短接，輸出應為零；然而由于輸入級兩部分之間存在固有的失配，輸出不為零。為使輸出等于零，必須在輸入管腳之間加入一個合適的校正電壓，這個種偏移稱為輸入失調電壓。24由VOS產生的誤差直流噪聲增益25（1）、熱漂移Vos與溫度有關，可用溫度系數利用溫度系數的平均值和下式可預估不是25度的VOS26（2）共模抑制比（CMRR）1V的Vcm的變化使Vos發(fā)生的改變27（3）供電電源抑制比（PSRR）1V的Vs的變化使Vos發(fā)生的改變,隨頻率增加而變差如果將運算放大器的供電電壓Vs變化一個給定的值ΔVs,那么就會改變內部晶體管的工作點,這將會使V0發(fā)生微小的變化.1采用穩(wěn)壓電源且適當旁路的電源供電，可忽略PSRR的影響；2在高精度的模擬電路中，不適合采用開關電源；3PSRR產生的失調電壓，還要經直流噪聲增益的放大。28供電電源抑制比（PSRR）的例題：如圖所示，運算放大器使用的是741，且R1=100Ω和R2=100kΩ。對于一個峰峰值為0.1V，頻率為120Hz的供電電源紋波，預估輸出端紋波的典型值和最大值。1/PSRR的典型值和最大值分別為30μV/V和150μV/V（直流處）29(4)輸出擺幅引起Vos的變化30例：一運算放大器有如下的額定值，α=105V/V（典型值），104V/V（最大值）；TC(Vos)avg=3uV/oC，以及CMRRdB=PSRRdB=100dB（典型值），80dB（最小值）。在下面的工作狀態(tài)的范圍內：0oC≤T≤70oC，Vs=±15V±5%，-1V≤Vp≤1V和-5V≤Vo≤5V，估算Vos在最壞情況以及最有可能情況下的變化。最壞情況(最大值)最有可能情況31（七）IOS和Vos

同時作用時的影響信號增益直流噪聲增益輸出總失調誤差輸入總失調誤差不論同相和反相輸入,輸入（輸出）總失調誤差是相同的32考慮輸入失調電壓和輸入失調電流，求輸出電壓的表達式？思考題為什么在積分電路中,隨著時間的變化,零輸入時輸出也容易飽和(常出現的問題)?微調33（八）輸入失調誤差補償內部失調調零內部調零基于故意使輸入級失衡，以補償固有失配，并使誤差為零。采用一個外部微調，就可以引入這種失衡。741C數據單可以發(fā)現，失調電壓可調范圍一般是±15mV,這表明必須使才會讓電路補償成功。既然741C的Vos=6mV最大值，這給Ios引起的失調分配了9mV。如果超過9mV,就必須縮小外部電阻值，或采取外部調零。輸入失調電流限制了外部電阻的選擇34如圖采用741C的運算放大器（失調電壓可調范圍±15mV,最大失調電流200nA,失調電壓Vos=6mV)，且As=-10V/V。為使電路Ri的輸入電阻最大，求滿足條件的電阻值。為減小加載效應,反相放大器的輸入電阻應盡量大35外部失調調零外部調零是基于將可調的電壓和電流注入到電路中，以補償電路的失調誤差。這