次級側(cè)部分下課件

研發(fā)中心彭磊反激式開關(guān)電源設(shè)計解析（下）反激開關(guān)電源特點

優(yōu)點成本低，外圍元件少，低耗能，可設(shè)置多組輸出。

缺點輸出紋波比較大。

彌補缺陷的方法輸出加低內(nèi)阻濾波電容或加LC噪聲濾波器可以改善電動自行車電源電路原理圖次級整流二極管的選型為了降低輸出整流損耗，次級整流二極管一般選用肖特基二極管，肖特基二極管有較低的正向?qū)▔航礦f，能通過較大的電流。輸出整流二極管的耐壓值二極管的平均電流值二極管的峰值電流值次級整流管的熱設(shè)計二極管的熱損耗包括正向?qū)〒p耗、反向漏電流損耗及恢復(fù)損耗。因為選用的是肖特基二極管，反向恢復(fù)時間短和漏電流比較小，可忽略不記。二極管的PN結(jié)對環(huán)境的熱阻可以通過DATASHEET查得Rthjc=1.2°C/WTj=Rthjc*Vf*Id_rms+TaTa為工作的環(huán)境溫度Tj為二極管工作溫度理論值Vf表示二極管的正向?qū)▔航礗d_rms表示通過二極管的平均電流吸收回路吸收的本質(zhì)，什么是吸收？在拓撲電路的原型上是沒有吸收回路的，實際電路中都有吸收，由此可以看出吸收是工程上的需要，不是拓撲需要。吸收一般都是和電感有關(guān)，這個電感不是指拓撲中的感性元件，而是指諸如變壓器漏感、布線雜散電感。吸收是針對電壓尖峰而言，電壓尖峰從何而來？電壓尖峰的本質(zhì)是什么？電壓尖峰的本質(zhì)是一個對結(jié)電容的dv/dt充放電過程，而dv/dt是由電感電流的瞬變（di/dt）引起的，所以，降低di/dt或者dv/dt的任何措施都可以降低電壓尖峰，這就是吸收。吸收回路RC吸收的特點：1、雙向吸收。一個典型的被吸收電壓波形中包括上升沿、上升沿過沖、下降沿這三部分，RC吸收回路在這三各過程中都會產(chǎn)生吸收功率。通常情況下我們只希望對上升沿過沖實施吸收。因此這意味著RC吸收效率不高。2、不能完全吸收。這并不是說RC吸收不能完全吸收掉上升沿過沖，只是說這樣做付出的代價太大。因此RC吸收最好給定一個合適的吸收指標，不要指望它能夠把尖峰完全吸收掉。3、RC吸收是能量的單向轉(zhuǎn)移，就地將吸收的能量轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?。盡管如此，這并不能說損耗增加了，在很多情況下，吸收電阻的發(fā)熱增加了，與電路中另外某個器件的發(fā)熱減少是相對應(yīng)的，總效率不一定下降。設(shè)計得當?shù)腞C吸收，在降低電壓尖峰的同時也有可能提高效率。吸收回路吸收的誤區(qū)1、Buck續(xù)流二極管反壓尖峰超標，就拼命的在二極管兩端加RC吸收。這個方法卻是錯誤的。為什么？因為這個反壓尖峰并不是二極管引起的，盡管表現(xiàn)是在這里。這時只要加強MOS管的吸收或者采取其他適當?shù)拇胧@個尖峰就會消失或者削弱。2、副邊二極管反壓尖峰超標，就在這個二極管上拼命吸收。這種方法也是錯誤的，原因很清楚，副邊二極管反壓尖峰超標都是漏感惹的禍，正確的方法是處理漏感能量。3、反激MOS反壓超標，就在MOS上拼命吸收。這種方法也是錯誤的。如果是漏感尖峰，或許吸收能夠解決問題。如果是反射電壓引起的，吸收不但不能能夠解決問題的，效率還會低得一塌糊涂，因為你改變了拓撲。吸收回路吸收的計算書上網(wǎng)絡(luò)上都有關(guān)于吸收回路的計算方法的介紹,但由于寄生參數(shù)的影響,這些公式幾乎沒有實際意義,實際上大部分的RC參數(shù)是靠實驗來調(diào)整的,但RC的組合理論上有無窮多,怎么來初選這個值是很關(guān)鍵的,下面來介紹一些實用的理論和方法。1、先不加RC,用容抗比較低的電壓探頭測出原始的震蕩頻率.此震蕩是有LC形成的,L主要是變壓器次級漏感和布線的電感和輸出電容,C主要是二極管結(jié)電容和變壓器次級的雜散電容。吸收回路吸收電路測試經(jīng)驗總結(jié)：一、吸收電容C的影響1、并非吸收越多損耗越大，適當?shù)奈沼幸粋€效率最高點。2、吸收電容C的大小與吸收功率（R的損耗）呈正比關(guān)系。即：吸收功率基本上由吸收電容決定。吸收回路二、吸收電阻R的影響1、吸收電阻的阻值對吸收效果干系重大，影響明顯。2、吸收電阻的阻值對吸收功率影響不大，即：吸收功率主要由吸收電容決定。3、當吸收電容確定后，一個適中的吸收電阻才能達到最好的吸收效果。4、當吸收電容確定后，最好的吸收效果發(fā)生在發(fā)生最大吸收功率處。換言之，哪個電阻發(fā)熱最厲害就最合適。5、當吸收電容確定后，吸收程度對效率的影響可以忽略。吸收回路軟件仿真不同阻值時的波形曲線圖次級輸出電容損耗的計算Tan(ó)代表電容的損失角正切值ESR1代表電容的內(nèi)阻Pcout代表電容的輸出損耗輸出電感的計算IL=Iout/(1-Dmax)先計算出電感上電流L=(Vdcmin*Dmax)/(Fs*IL*r)L為電感量Vdcmin為最小的輸入直流電壓Dmax為最大占空比Fs為開關(guān)頻率IL為流經(jīng)電感的電流r為系數(shù)取值0.4反饋回路采用最常用的TL431加光耦電路。外圍元件由ZD2、R6、R15、R17、R10、R16組成。ZD2為43V穩(wěn)壓管，因電流很小，工作在反向?qū)▍^(qū)。選43V是因為TL431最大的可調(diào)節(jié)電壓是36V，為了能使用這個精密可調(diào)器件，我們必須把電壓降低到TL431可正常工作的范圍內(nèi)。R6為保證TL431死區(qū)電流的大小，輸出電壓大于7.5V時TL431死區(qū)電流可以通過光耦發(fā)光二極管的導(dǎo)通提供，因此可以不加，低于7.5V時，R6=[Vout-(Vref-Vb)]/1mAVout表示輸出電壓；Vref表示基準電壓2.5V；Vb表示管壓降0.7V。TL431中的總偏置就接近5mA，而經(jīng)驗顯示這5mA的電流可實現(xiàn)足夠的性能，而不會犧牲待機能耗。R15=Vout/5mA.減小光耦LED串聯(lián)電阻R15并不會改變TL431的電流，因為TL431的電流由初級端反饋電流IC施加，通過光耦合器電流傳輸比(CTR)反射在LED中。改變R15值會影響中帶增益，而非TL431偏置，因為系統(tǒng)采用閉環(huán)形式工作。R17、R10、R16組成的分壓器在輸出電壓達到目的值時。R10與R17的節(jié)點電壓剛好等于431內(nèi)部參考電壓。反饋分壓回路輸出過壓保護電路的過壓保護分兩級1、反饋回路的保護，當電壓超出設(shè)定電壓值反饋回路會將信息反饋到PWM控制IC，來調(diào)節(jié)占空比限制輸出電壓。2、若反饋回路失效，輸出末端加穩(wěn)壓二極管，當輸出遠高出設(shè)定電壓，穩(wěn)壓二極管反向擊穿，使輸出正負極形成短路，使初級啟動短路保護或熔斷保險保護。限流電路限流電路由R18、U5、C17、R9、R20、R21組成。工作原理：R18為回路的電流檢測電阻，為了降低損耗，此電阻選擇時盡量的小。U5為運算放大器LM358，358內(nèi)部由兩個運放，我們將兩個運放一個做放大器，一個做比較器，將檢測電阻上的電壓值放大32.4倍后與基準電壓做比較。當運放值低于基準值時，比較器輸出高電平（358VCC電壓），當運放值高于基準電壓值時，比較器輸出低電平（相對于接地）.限流電路比較器的輸出為低電平后，光耦和431的節(jié)點電壓會經(jīng)過二極管導(dǎo)通到地，從而改變光耦發(fā)光管的回路電流，光耦光電管根據(jù)電流的大小反饋信息到PWM芯片，PWM芯片通過反饋信息調(diào)節(jié)占空比，降低輸出電壓來維持輸出電流的大小，以此起到限流的目的。由于占空比調(diào)節(jié)的寬度有限，過低的電壓超出了變壓器正常工作的頻點，實際應(yīng)用中會