電源設(shè)計DCDC變換技術(shù)(與“電流”有關(guān)文檔共156張)

第5章DC-DC變換技術(shù)§5.1概述§5.2DC-DC變換器的基本電路拓撲§5.3帶變壓器隔離的DC-DC變換器原理§5.4PWM控制器原理返回第1頁，共156頁?！?.1概述將一個不受控制的輸入直流電壓變換成為另一個受控的輸出直流電壓稱之為DC-DC變換。隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，對電子設(shè)備的要求是：①性能更加可靠；②功能不斷增加；③使用更加方便；④體積日益減小。這些使DC-DC變換技術(shù)變得更加重要。目前，DC-DC變換器在計算機、航空、航天、水下行器、通信及電視等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，同時，這些應(yīng)用也促進了DC-DC變換技術(shù)的進一步發(fā)展。實現(xiàn)DC-DC變換有兩種模式，一種是線性調(diào)節(jié)模式(LinearRegulator)，另一種是開關(guān)調(diào)節(jié)模式（SwitchingRegulator）。第2頁，共156頁。1、兩種調(diào)節(jié)模式及比較線性調(diào)節(jié)器模式如圖5-1a所示，在這種模式中晶體管工作在線性工作區(qū)，其輸出電壓為。晶體管模型可以用可調(diào)電阻RT等效，其等效電路如圖5-1b所示。顯然晶體管功率損耗為。開關(guān)調(diào)節(jié)模式如圖5-2a所示，其等效電路和輸出電壓如圖5-2b、5-2c所示。假設(shè)：晶體管關(guān)斷時，；晶體管導(dǎo)通時；則該晶體管為理想開關(guān)（Idealswitch），在理想開關(guān)情況下，晶體管損耗為零。兩種模式的電源方塊圖如圖5-3a和圖5-3b所示。第3頁，共156頁。

圖5-1a線性調(diào)節(jié)器模式b等效電路圖5-2a開關(guān)調(diào)節(jié)模式圖5-2b等效電路圖5-2c輸出電壓第4頁，共156頁。

a線性模式電源框圖b開關(guān)模式電源(SMPS:Switch-modepowersupply)框圖圖5-3線性電源和開關(guān)電源框圖第5頁，共156頁。開關(guān)調(diào)節(jié)模式與線性調(diào)節(jié)模式相比具有明顯的特點：1、功耗小、效率高。在DC-DC變換中，電力半導(dǎo)體器件工作在開關(guān)狀態(tài)，工作頻率很高，目前這個工作頻率已達到數(shù)百甚至1000KHz，這使電力半導(dǎo)體器件功耗減少、效率大幅度提高。2、體積小、重量輕。由于頻率提高，使脈沖變壓器、濾波電感、電容的體積、重量大大減小，同時，由于效率提高，散熱器體積也減小。還由于DC-DC變換無笨重的工頻變壓器，所以DC-DC變換體積小、重量輕。3、穩(wěn)壓范圍寬。目前DC-DC變換中基本使用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，通過調(diào)節(jié)脈寬來調(diào)節(jié)輸出電壓，對輸入電壓變化也可調(diào)節(jié)脈寬來進行補償，所以穩(wěn)壓范圍寬。由于電力半導(dǎo)體器件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，它所產(chǎn)生的電流和電壓會通過各種耦合途徑，產(chǎn)生傳導(dǎo)干擾和輻射干擾。目前，許多國家包括我國對電子產(chǎn)品的電磁兼容性和電磁干擾制定了許多強制性標(biāo)準(zhǔn)，任何電子產(chǎn)品如果不符合標(biāo)準(zhǔn)不得進入市場。第6頁，共156頁。2DC-DC變換分類：

1）按激勵方式劃分。由于電力半導(dǎo)體器件需要激勵信號，按激勵方式劃分為它激式和自激式兩種方式，它激式DC-DC變換中有專業(yè)的電路產(chǎn)生激勵信號控制電力半導(dǎo)體器件開關(guān)；自激式變換中電力半導(dǎo)體器件是作為振蕩器的一部分（作為振蕩器的振蕩管）。2）按調(diào)制方式劃分。目前在變換中常使用脈寬調(diào)制和頻率調(diào)制兩種方式，脈寬調(diào)制PWM（pulsewidthmodulation）是電力半導(dǎo)體器件工作頻率保持不變，通過調(diào)整脈沖寬度達到調(diào)整輸出電壓。頻率調(diào)制PFM（pulsefrequentmodulation）是保持開通時間不變，通過調(diào)節(jié)電力半導(dǎo)體器件開關(guān)工作頻率達到調(diào)整輸出電壓。頻率調(diào)制在DC-DC變換器設(shè)計中由于易產(chǎn)生諧波干擾、且濾波器設(shè)計困難。脈寬調(diào)制與頻率調(diào)制相比具有明顯的優(yōu)點，目前在DC-DC變換中占據(jù)主導(dǎo)地位。還有混合式，即在某種條件下使用脈寬調(diào)制（PWM），在另一條件下使用頻率調(diào)制（PFM）。3）按儲能電感與負載連接方式劃分?？煞譃榇?lián)型和并聯(lián)型兩種。儲能電感串聯(lián)在輸入輸出之間稱之為串聯(lián)型；儲能電感并聯(lián)在輸出與輸入之間稱之為并聯(lián)型。第7頁，共156頁。4）按電力半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中是否承受電壓、電流應(yīng)力劃分?？煞譃橛查_關(guān)和軟開關(guān)。所謂軟開關(guān)是指電力半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中承受零電壓（ZVS）或零電流（ZIS）。5）按輸入輸出電壓大小劃分。可分為降壓型和升壓型。6）按輸入與輸出之間是否有電氣隔離劃分?？煞譃楦綦x型和不隔離型。隔離型DC-DC變換器按電力半導(dǎo)體器件的個數(shù)可分為：單管DC-DC變換器[單端正激（Forward）、單端反激(Flyback)]；雙管DC-DC變換器[雙管正激(Doubletransistorforwardconverter)、雙管反激（Doubletransistorflybackconverter）、推挽電路（Push-pullconverter）和半橋電路（Half-bridgeconverter）等]；四管DC-DC變換器即全橋DC-DC變換器（Full-bradgeconverter）。不隔離型主要有降壓式（Buck）變換器、升壓式（Boost）變換器、升降壓式（Buck-Boost）變換器、Cuk變換器、Zeta變換器、Sepic變換器等。第8頁，共156頁。3、DC-DC變換器的要求及主要技術(shù)指標(biāo)1）輸入?yún)?shù)：輸入電壓及輸入電壓變化范圍；輸入電流及輸入電流變化范圍；2）輸出參數(shù)：輸出電壓及輸出電壓變化范圍；輸出電流及輸出電流變化范圍；輸出電壓穩(wěn)壓精度。輸出電壓穩(wěn)壓精度，包括兩個內(nèi)容:負載調(diào)整率，即負載效應(yīng)。指當(dāng)負載在0-100%額定電流范圍內(nèi)變化時，輸出電壓的變化量與輸出電壓額定值的比值。源效應(yīng)是指當(dāng)輸入電壓在規(guī)定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓的變化量與輸出電壓額定值的比值。效率輸出電壓紋波有效值和峰-峰值比功率（功率/重量）,是表征小型化的重要指標(biāo)。返回第9頁，共156頁?！?.2DC-DC變換器的基本電路1、Buck電路Buck電路又稱為串聯(lián)開關(guān)穩(wěn)壓電路，或降壓斬波電路。Buck變換器原理圖如圖5-5a所示。它有兩種基本工作模式，即電感電流連續(xù)模式CCM和電感電流斷續(xù)模式。電感電流連續(xù)是指輸出濾波電感電流總是大于零，電感電流斷續(xù)是指在開關(guān)管關(guān)斷期間有一段時間電感電流為零，這兩種狀態(tài)之間有一個臨界狀態(tài)，即在開關(guān)管關(guān)斷末期電感電流剛好為零。電感電流連續(xù)時，Buck變換器存在兩種開關(guān)狀態(tài)；電感電流斷續(xù)時，Buck變換器存在三種開關(guān)狀態(tài)；如圖5-5b、c、d所示。

第10頁，共156頁。此時整流管D1關(guān)斷，流過電感Lf電流通過續(xù)流二極管D2續(xù)流，復(fù)位繞組電壓：第26頁，共156頁。有一個固定頻率的時鐘信號控制觸發(fā)器從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通，如圖5-31（c）所示，即恒定頻率控制。第32頁，共156頁。第143頁，共156頁。通過電感中的電流iL是否連續(xù)取決于開關(guān)頻率、濾波電感和電容的數(shù)值。t=T時，副邊電流is達到最小值：晶體管模型可以用可調(diào)電阻RT等效，其等效電路如圖5-1b所示。在此時Q上的電壓為。這三種工作狀態(tài)的等效電路如圖5-7b、c、d所示。第17頁，共156頁。圖5-6Buck電路圖各點波形圖5-5Buck變換器原理圖及不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路圖第11頁，共156頁。將圖5-6所示的方波信號加到功率半導(dǎo)體器件的控制極，功率半導(dǎo)體器件在控制信號激勵下，周期性的開關(guān)。通過電感中的電流iL是否連續(xù)取決于開關(guān)頻率、濾波電感和電容的數(shù)值。電感電流iL連續(xù)條件下其工作波形如圖5-6a所示。電路穩(wěn)定狀態(tài)下的工作分析如下：1）電感電流連續(xù)模式CCM（Continuouscurrentmode）第12頁，共156頁。圖5-6Buck電路圖各點波形第13頁，共156頁。開關(guān)狀態(tài)1：Q導(dǎo)通t=0時刻，Q管被激勵導(dǎo)通，二極管D中的電流迅速轉(zhuǎn)換到Q管。二極管D被截止，等效電路如圖5-5b所示，這時電感上的電壓為：若VO在這期間保持不變，則有：顯然即導(dǎo)通過程的電流變化：第14頁，共156頁。開關(guān)狀態(tài)2：Q關(guān)斷t=ton時刻，Q關(guān)斷，儲能電感中的電流不能突變，于是電感L兩端產(chǎn)生了與原來電壓極性相反的自感電動勢，該電動勢使二極管D正向偏置，二極管D導(dǎo)通，儲能電感中儲存的能量通過二極管D向負載供電，二極管D的作用是續(xù)流，這就是二極管D被稱為續(xù)流二極管的原因。等效電路如圖5-5c所示，這時電感上的電壓為：顯然即關(guān)斷過程的電流變化：第15頁，共156頁。顯然，只有Q管導(dǎo)通期間（ton內(nèi)）電感L增加的電流等于Q管截止期間（toff時間內(nèi)）減少的電流，這樣電路才能達到平衡，才能保證儲能電感L中一直有能量，才能不斷地向負載提供能量和功率。

考慮到和，可得因此，Buck電路輸出電壓平均值與占空比δ成正比，δ從0變到1，輸出電壓從0變到,且輸出電壓最大值不超過輸入電壓。第16頁，共156頁。由于濾波電容上的電壓等于輸出電壓，電容兩端的電壓變化量實際上就是輸出電壓的紋波電壓，的波形如圖5-6a所示。因為，當(dāng)時，C充電，輸出電壓vo升高；當(dāng)時，C放電，輸出電壓vo下降，假設(shè)負載電流io的脈動量很小而可以忽略，則，即電感的峰峰脈動電流即為電容C充放電電流。電容充電電荷量即電流曲線與橫軸所圍的面積第17頁，共156頁。由式可知，降低紋波電壓，除與輸入輸出電壓有關(guān)外，增大儲能電感L和濾波電容C可以起到顯著效果，提高電力半導(dǎo)體器件的工作頻率也能收到同樣的效果。在已知、Vd、Vo和f的情況下根據(jù)上述公式可以確定C和L的值。設(shè)負載阻抗，則電感平均電流為：電感電流的最大值：

電感電流的最小值：第18頁，共156頁。電感電流不能突變，只能近似的線性上升和下降，電感量越大電流的變化越平滑；電感量越小電流的變化越陡峭。當(dāng)電感量小到一定值時，在t=T時刻，電感L中儲藏的能量剛剛釋放完畢，這時，此時的電感量被稱為臨界電感，當(dāng)儲能電感L的電感量小于臨界電感時，電感中電流就發(fā)生斷續(xù)現(xiàn)象。LC即為臨界電感值，式中RL為負載電阻。第19頁，共156頁。2）電感電流斷續(xù)工作方式（Discontinuouscurrentmode）圖5-6b給出了電感電流斷續(xù)時的工作波形，它有三種工作狀態(tài)：①Q(mào)導(dǎo)通，電感電流iL從零增長到；②Q關(guān)斷，二極管D續(xù)流，iL從降到零；③Q和D均截止，在此期間iL保持為零，負載電流由輸出濾波電容供電。這三種工作狀態(tài)對應(yīng)三種不同的電路結(jié)構(gòu)，如圖5-2b、c、d所示。Q導(dǎo)通期間，電感電流從零開始增長，其增長量為Q截止后，電感電流從最大值線性下降，在時刻下降到零，其減小量為：第20頁，共156頁。電感電流增長量和電感電流減小量在穩(wěn)態(tài)時應(yīng)相等：電感電流連續(xù)時，，電感電流斷續(xù)時，。變換器輸出電流等于電感電流平均值：上式表明，電感電流斷續(xù)時，不僅與占空比有關(guān)，而且與負載電流有關(guān)。第21頁，共156頁。Buck電路MATLAB仿真第22頁，共156頁。第23頁，共156頁。第24頁，共156頁。BUCK變換器設(shè)計步驟選擇續(xù)流二極管D。續(xù)流二極管選用快恢復(fù)二極管，其額定工作電流和反向耐壓必須滿足電路要求，并留一定的余量。選擇開關(guān)管工作頻率。最好工作頻率大于20KHZ，以避開音頻噪聲。工作頻率提高可以減小L、C，但開關(guān)損耗增大，因此效率減小。開關(guān)管可選方案：MOSFET、IGBT、GTR。占空比選擇。為保證當(dāng)輸入電壓發(fā)生波動時，輸出電壓能夠穩(wěn)定，占空比一般選0.7左右。確定臨界電感。，電感選取一般為臨界電感的10倍。確定電容。電容耐壓必須超過額定電壓；電容必須能夠傳送所需的電流有效值；電流有效值計算：電流波形為三角形，三角形高為，底寬為，因此電容電流有效值為：根據(jù)紋波要求，確定電容容量。確定連接導(dǎo)線。確定導(dǎo)線必須計算電流有效值（RMS）,電感電流有效值由下式給出：

由電流有效值確定導(dǎo)線截面積，由工作頻率確定穿透深度（當(dāng)導(dǎo)線為圓銅導(dǎo)線時，穿透深度為：），然后確定線徑和導(dǎo)線根數(shù)。第25頁，共156頁。2、Boost電路

Boost電路如圖5-7a所示，等效電路如圖5-7b所示，工作波形圖如圖5-8所示。它是一升壓斬波電路，同Buck變換器一樣，Boost變換器也有電感電流連續(xù)和斷續(xù)兩種工作方式，電感電流連續(xù)時，存在兩種開關(guān)狀態(tài)；電感電流斷續(xù)時，存在三種開關(guān)狀態(tài)。電路穩(wěn)定狀態(tài)下的工作分析如下：第26頁，共156頁。圖5-7Boost電路及不同開關(guān)狀況下等效電路第27頁，共156頁。圖5-8Boost電路各點工作波形第28頁，共156頁。1)電感電流連續(xù)模式CCM（Continuouscurrentmode）開關(guān)狀態(tài)1：Q導(dǎo)通Q管導(dǎo)通，輸入電壓加到儲能電感L兩端，二極管D被反向截止，等效電路如圖5-7b所示，流過電感的電流：開關(guān)狀態(tài)2：Q截止Q管截止，二極管正向偏置而導(dǎo)通，等效電路如圖5-7c所示電源功率和儲存在L中的能量通過二極管D輸送給負載和濾波電容C。此時流過電感的電流為：第29頁，共156頁。顯然，只有Q管導(dǎo)通期間（內(nèi)）儲能電感L增加的電流等于Q管截止期間（內(nèi)）減少的電流，這樣電路才能達到平衡，才能保證儲能電感中一直有能量，才能不斷地向負載提供能量和功率。解得：表明BoostDC-DC變換器是一個升壓電路，當(dāng)占空比從零變到1時，輸出電壓從變到任意大。設(shè)負載阻抗Z=RL，從能量守恒定律出發(fā)，輸出電流IO=VO/RL，電感平均電流即為輸入電流IL=Ii：第30頁，共156頁。電感電流的最大值：電感電流的最小值：電感電流不能突變，只能近似的線性上升和下降，電感量越大電流的變化越平滑；電感量越小電流的變化越陡峭。當(dāng)電感量小到一定值時，在t=T時刻，電感L中儲藏的能量剛剛釋放完畢，這時，此時的電感量被稱為臨界電感，當(dāng)儲能電感L的電感量小于臨界電感時，電感中電流就發(fā)生斷續(xù)現(xiàn)象。第31頁，共156頁。濾波電容上的電壓等于輸出電壓，電容兩端的電壓變化量實際上就是輸出電壓的紋波電壓，的波形如圖5-8a所示。若忽略負載電流脈動，則在導(dǎo)通期間電容泄放電荷量應(yīng)等于在關(guān)斷期間電容充電電荷量，反映了電容峰-峰電壓脈動量：由此可知，降低紋波電壓，除與輸出電壓有關(guān)外，增大濾波電容C可以起到顯著效果，提高電力半導(dǎo)體器件的工作頻率也能收到同樣的效果。第32頁，共156頁。2）電感電流斷續(xù)工作方式（Discontinuouscurrentmode）Boost變換器在電感電流斷續(xù)時有三種開關(guān)狀態(tài)：①Q(mào)導(dǎo)通，電感電流從零增長到；②Q關(guān)斷，二極管D續(xù)流，電感電流從降到零；③Q和D均截止，電感電流保持為零，負載由輸出濾波電容供電。這三種工作狀態(tài)的等效電路如圖5-7b、c、d所示。Q導(dǎo)通期間，電感電流從零開始增長，其增長量為：Q截止后，電感電流從線性下降，并在時刻下降到零，即：第33頁，共156頁。式中，電感電流斷續(xù)時若t=toff時電流恰好等于零，兩邊各自相加除以2得即臨界電感電感電流臨界連續(xù)時的平均值第34頁，共156頁。第35頁，共156頁。第36頁，共156頁。第37頁，共156頁。3、Buck-Boost電路

圖5-9a

為Buck-Boost電路原理圖，它即能夠工作在Buck型，又能夠工作在Boost型。它的輸入電壓極性與輸出電壓極性相反，輸入為正時輸出為負，在Buck和Boost變換器中存在一個能量從電源流入負載的期間，而在Buck-Boost變換器中，能量首先儲存在電感中，然后再由電感向負載釋放能量。

第38頁，共156頁。圖5-9Buck-Boost電路原理圖第39頁，共156頁。1、電感電流連續(xù)模式CCM（Continuouscurrentmode）在電感電流連續(xù)條件下，工作于圖5-9b、c所示的兩種狀態(tài)。狀態(tài)1：Q導(dǎo)通Q管導(dǎo)通，二極管D反偏關(guān)斷，能量從輸入電源流入，并存儲在電感L中，L上的電壓上正下負，等于輸入電壓，此時負載電流由慮波電容C提供，等效電路如圖5-9b所示。在ton期間內(nèi)電感電流的增量為：第40頁，共156頁。狀態(tài)2：Q關(guān)斷在t=ton時刻，Q關(guān)斷，由于電感中電流不能突變，L上呈現(xiàn)的感應(yīng)電勢,當(dāng)該感應(yīng)電勢超過輸出電壓VO時，二極管導(dǎo)通，電感L上存儲的能量通過D向負載和電容C釋放，補充了電容C在ton期間損失的能量，負載電壓極性與輸入電壓極性相反，等效電路如圖5-9c所示，波形如圖5-10a所示。電流按線性規(guī)律直線下降，電感電流的減少量為顯然，電路平衡時，才能保證儲能電感L中一直有能量，才能不斷地向負載提供能量和功率。因此電流在開通和關(guān)斷期間變化相等，得輸出電壓平均值改變占空比就能獲得所需的輸出電壓。第41頁，共156頁。當(dāng)時，；當(dāng)時，，為升壓型；當(dāng)時，，為降壓型。這樣，就可以得到高于或低于輸入電壓的任何輸出電壓。在要求輸出電壓一定的情況下，容許輸入電壓有較大的變化都能夠工作。假設(shè)電路中所有的器件為理想開關(guān)，即變換器無功率損耗，輸入功率等于輸出功率，負載阻抗：由于輸入平均電流與電感平均電流有以下關(guān)系第42頁，共156頁。因此有：電感電流的最大值：

電感電流的最小值：當(dāng)電感電流的最小值為零時，電感為臨界電感：電容上的峰-峰脈動電壓求法同Boost電路一樣，可得：第43頁，共156頁。Q管截止時承受的反向電壓為：Q管開通時，加于二極管D上的反向電壓為第44頁，共156頁。2）電感電流斷續(xù)工作方式（Discontinuouscurrentmode）圖5-10b給出了電感電流斷續(xù)工作時的主要波形，此時Book-Boost變換器有三種開關(guān)狀態(tài)，①Q(mào)導(dǎo)通，電感電流從零增長到最大值；②Q關(guān)斷，二極管續(xù)流，電感電流從最大值降到零；③Q和D均截止，電感電流保持為零，負載由輸出濾波電容供電。這三種工作狀態(tài)的等效電路如圖5-9b、c、d所示。Q導(dǎo)通期間，電感電流從零開始增長，其增長量為：Q截止后，電感電流線性下降，并在時刻下降到零，即：第45頁，共156頁。因此有：式中，電感電流斷續(xù)時若t=toff時電流恰好等于零:兩邊各自相加后除以2得電感電流臨界連續(xù)時的平均值

第46頁，共156頁。BUCK-BOOST電路MATLAB仿真第47頁，共156頁。第48頁，共156頁。第49頁，共156頁。4、Cuk電路由于Buck-Boost變換器的電感L在中間，其輸入和輸出電流的脈動都很大。針對這一缺點，美國加州理工大學(xué)的SlobdanCuk教授提出了單管Cuk變換器，該變換器使用了兩個電感，一個在輸入端，一個在輸出端，從而減小了電流脈動。Cuk變換器的電路形式如圖5-11a所示，在負載電流連續(xù)的條件下，工作波形圖如圖5-12a所示，其中L1、L2為儲能電感，Q為功率開關(guān)管，D為續(xù)流二極管，C1為傳輸能量的耦合電容，C2為濾波電容。Cuk變換器能夠提供一個反極性、不隔離的輸出電壓，輸出電壓可高于或低于輸入電壓，而且其輸入電流和輸出電流都是連續(xù)的、非脈動的，這些特點使Cuk變換器有著廣闊的應(yīng)用前景。第50頁，共156頁。圖5-11Cuk變換器電路原理圖及等效電路第51頁，共156頁。圖5-12CUK變換器工作波形第52頁，共156頁。模式1：Q導(dǎo)通Q導(dǎo)通，L1儲能，C1電容上的電壓使D反偏置，電容通過負載Z和L2傳輸能量，負載獲得反極性電壓，L2、C2儲能。由電路可知，在這種電路結(jié)構(gòu)中，Q管和二極管D是同步工作的，Q導(dǎo)通，D截止；Q截止，D導(dǎo)通。L1的電流增量為：從輸出回路來看，在ton期間，C1供電，L2儲能，若C1的足夠大，可忽略C1上的壓降，則L2上的電壓為，L2中的電流以的速率線性上升，在ton期間，L2的電流增量為：

第53頁，共156頁。模式2：Q關(guān)斷

在toff期間，Q截止，D導(dǎo)通，電容C1被充電，L1通過C1和D向C1充電儲能，同時L2向負載釋放能量，在這種電路結(jié)構(gòu)中，無論在ton期間還是在toff期間都從輸入向負載傳輸能量，只要電感L1、L2和電容C1足夠大，輸入輸出電流基本上是平滑的。在toff期間C1充電，在ton期間C1向負載放電，可見C1起著傳遞能量的作用。在toff期間，L1釋放能量，L1上的壓降，L1中的電流以的速率線性下降，L1的電流減量為：第54頁，共156頁。從輸出回路來看，在toff期間，由于D導(dǎo)通，L2釋放能量，則L2上的電壓為-VO，L2中的電流以的速率線性下降，在toff期間，L2的電流減量為：在穩(wěn)定狀態(tài)下，電感L1電流變化量應(yīng)相等L2中電流變化量應(yīng)相等

第55頁，共156頁。若C1足夠大，在導(dǎo)通、截止期間上的電壓可認為近似不變（只有很小的頂降），則有假設(shè)電路中所有的器件為理想開關(guān)，即變換器無功率損耗，輸入功率等于輸出功率，負載阻抗Z=RL，輸入平均電流Ii即為電感L1平均電流IL1第56頁，共156頁。電感L1電流的最大值：

電感L1電流的最小值：

臨界電感：

輸出平均電流即電感L2的平均電流：L2電感電流的最大值：第57頁，共156頁。電感電流的最小值：臨界電感：下面來看電容C2的峰-峰脈動電壓。假設(shè)負載電流的脈動量很小而可以忽略，即電感的峰-峰脈動電流即為電容充放電電流。第58頁，共156頁。CUK電路MATLAB仿真第59頁，共156頁。第60頁，共156頁。返回第61頁，共156頁?！?.3隔離的DC-DC變換器原理在實際應(yīng)用中，有許多場合需要輸出電壓和輸入電壓隔離，或需要多路輸出，此時需要高頻變壓器來完成這些功能。1、單端DC-DC變換器原理及設(shè)計

上一節(jié)介紹的四種基本類型的變換器加上變壓器隔離后，可以引申出各種類型的單端變換器：Buck型引申為Forward型（單端正激）變換器；Boost型引申為Fly-back型（單端反激）變換器。第62頁，共156頁。1）Fly-back（單端反激）變換器原理Fly-back（單端反激）變換器原理圖如圖5-13所示。在工作過程中，變壓器起了儲能電感的作用，實際上是耦合電感，用普通導(dǎo)磁材料作鐵芯時，鐵芯必須留有氣隙，保證在最大負載電流時鐵芯不會飽和。Fly-back（單端反激）變換器由于電路簡單，所用器件少，適于多路輸出場合應(yīng)用。圖5-13Fly-back變換器原理第63頁，共156頁。和BOOST變換器一樣，F(xiàn)ly-back（單端反激）變換器也有電流連續(xù)和斷續(xù)兩種工作方式，僅僅是連續(xù)和斷續(xù)的定義不同。BOOST變換器只有一個電感，F(xiàn)ly-back變換器是耦合電感，對原邊繞組的自感來講，它的電流不可能連續(xù)，因為功率晶體管斷開后電流必然為零，這時必然在次級繞組的自感中引起電流，故對Fly-back變換器來講，電流連續(xù)是指變壓器兩個繞組的合成安匝在一個開關(guān)周期中不為零，與此相反即為電流斷續(xù)。第64頁，共156頁。開關(guān)狀態(tài)1：Q導(dǎo)通等效電路如圖5-14a所示，在時，功率晶體管的門極被激勵而導(dǎo)通時，輸入電壓加到變壓器的初級繞組兩端，由于變壓器對應(yīng)的極性，次級繞組下正上負，二極管截止，次級繞組中沒有電流流過，負載電流由濾波電容提供。此時只有變壓器原邊繞組工作，變壓器相當(dāng)于一個電感，設(shè)繞組N1的電感量為L1，繞組N2的電感量為L2，則管導(dǎo)通期間流過初級繞組N1的電流為：

圖5-14Fly-back變換器不同開關(guān)狀態(tài)的等效電路圖第65頁，共156頁。t=ton時，電流ip達到最大值ipmax

t=ton時，功率晶體管Q截止，如圖2-14b所示，原邊繞組開路，次級繞組的電壓極性上正下負，二極管D導(dǎo)通，導(dǎo)通期間儲存在變壓器中的能量通過二極管向負載釋放，同時向電容充電。此時變壓器只有副邊繞組工作，Q管截止期間流過次級繞組的電流為：t=T時，副邊電流is達到最小值：

第66頁，共156頁。t=T時刻，Ismin=0表示導(dǎo)通期間儲存的磁場能量剛好釋放完畢；Ismin>0表示導(dǎo)通期間儲存的磁場能量還沒有釋放完；Ismin<0表示導(dǎo)通期間儲存的磁場能量還沒有到時刻就已經(jīng)釋放完畢，事實上，Ismin不可能小于零，導(dǎo)通期間儲存的磁場能量釋放完畢后Ismin=0。上述三種情況即Fly-back變換器的三種工作狀態(tài)：連續(xù)狀態(tài)、臨界狀態(tài)和斷續(xù)狀態(tài)。第67頁，共156頁。1）臨界狀態(tài)t=T即時刻，繞組N2中的電流is正好下降到零。在下一個周期重新導(dǎo)通時，N1中的電流ip也從零開始按的規(guī)律線性上升，這時磁化電流處于臨界狀態(tài)。2)不連續(xù)狀態(tài)當(dāng)Q的截止時間toff比繞組N2中電流is衰減到零所需的時間更長時：第68頁，共156頁。圖5-15Fly-back變換器變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形第69頁，共156頁。即t=T時刻，繞組中的電流和變壓器的磁通早已衰減到零，在下一個周期Q重新導(dǎo)通時，N1中的電流ip和變壓器磁通都從零開始按VIN/L1的規(guī)律線性上升。電流斷續(xù)時有三種開關(guān)狀態(tài)，如圖5-14a、b、c所示，斷續(xù)期間負載所需能量由電容提供。磁化電流處于斷續(xù)狀態(tài)時變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形如圖5-15b所示。從能量守恒出發(fā)，假定電路中沒有損耗，輸入的能量都被負載吸收，在此條件下，推導(dǎo)磁化電流處于斷續(xù)狀態(tài)時輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系。第70頁，共156頁。導(dǎo)通期間存儲在變壓器重的能量為：在一個周期T的時間內(nèi)，其輸出能量為：從能量守恒出發(fā)，由下式成立：輸出電壓與負載阻值成正比，這就是反激式變換器必須在電路中接入固定負載的原因。第71頁，共156頁。現(xiàn)在看一看Q承受的反向耐壓。Q截止時，D1導(dǎo)通，次級繞組N2上的電壓近似為輸出電壓VO，此時繞組N1上感應(yīng)的電壓為因此截止期間，集-射（漏-源）極間承受的電壓為：

即截止期間，集-射（漏-源）極間承受的電壓不僅與輸入電壓還于輸出電壓有關(guān)，而輸出電壓又與負載阻值成正比，因此，負載開路時容易損壞管子。第72頁，共156頁。3)連續(xù)狀態(tài)當(dāng)截止時間toff小于繞組N2中的電流衰減到零所需的時間時，即：繞組N2中的電流is大于零,在下一個周期Q重新導(dǎo)通時，N1中的電流ip從Ipmin開始按VIN/L1的規(guī)律線性上升，這時磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)。電流連續(xù)時，F(xiàn)ly-back變換器有兩種開關(guān)狀態(tài)，如圖5-15a、b所示。磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)時變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形如圖5-15a所示。第73頁，共156頁。變壓器B磁芯中的磁通在Q導(dǎo)通期間隨著變壓器初級繞組中的電流的增長而增長，在截止期間隨著變壓器次級繞組中的電流減小而減小，設(shè)磁通的最小值為，顯然，大于零，磁通只工作在磁滯回線的一側(cè)，在磁化電流臨界狀態(tài)和不連續(xù)狀態(tài)下對應(yīng)于剩磁感應(yīng)的磁通。如果在每個工作周期結(jié)束時，磁通沒有回到周期開始的出發(fā)點，而是隨著周期的重復(fù)，磁通棘輪式上升，即工作點逐漸上移，電流逐漸增大，鐵芯最終飽和，最終造成損壞，這一過程是在瞬間完成。因此，每個周期結(jié)束時磁通必須回到原來的位置。從電壓與磁通的關(guān)系出發(fā)，有：第74頁，共156頁。Q導(dǎo)通期間：Q截止期間：導(dǎo)通和截止期間磁通的變量應(yīng)相等，有：在磁化電流連續(xù)狀態(tài)下，單端反激式變換器的輸出電壓值取決于匝比、占空比和輸入電壓，與負載電阻無關(guān)。當(dāng)占空比等于0.5時，集射（漏源）承受電壓為兩倍的輸入電壓，當(dāng)占空比小于0.5時，集射（漏源）承受電壓大于兩倍的輸入電壓。第75頁，共156頁。Ansoft反激電路仿真第76頁，共156頁。驅(qū)動信號波形（占空比40%）原邊電流波形原邊電壓波形副邊電流波形副邊電壓波形電源電流（占空比40%）第77頁，共156頁。2）Forward（單端正激）變換器Forward變換器（單端正激變換器）實際上是在降壓式BUCK變換器中插入隔離變壓器而成，由于變壓器的磁通只工作在磁滯回線的一側(cè)，因此要遵循磁通復(fù)位的原則，即每個周期結(jié)束時變壓器磁通必須回到原來的位置，也就是說，要保證變壓器原邊在導(dǎo)通期間的電壓時間乘積（伏秒積）與關(guān)斷期間的伏秒積相等。正激變換器變壓器鐵芯的磁復(fù)位有許多方法，在輸入端接復(fù)位繞組是最常用的方法。圖5-16給出了輸入端接復(fù)位繞組的單端正激變換器的主電路。開關(guān)管Q按PWM方式工作，D1是輸出整流二極管，D2是續(xù)流二極管，Lf是輸出濾波電感，Cf是輸出濾波電容。變壓器有三個繞組，W1原邊繞組，W2副邊繞組，W3復(fù)位繞組，符號*表示繞組同名端。圖5-17是變換器在不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路。第78頁，共156頁。圖5-16單端正激變換器的主電路第79頁，共156頁。圖5-17FORWARD變換器不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路第80頁，共156頁。開關(guān)管Q導(dǎo)通，電源電壓VIN加在原邊繞組上，變壓器鐵芯磁通φ增加，則變壓器鐵芯磁通增量：由得變壓器原邊電流：式中LM是原邊繞組的勵磁電感。副邊繞組W2上的電壓為：此時整流二極管D1導(dǎo)通，續(xù)流二極管D2截止，流過濾波電感Lf的電流增加：顯然這和BUCK變換器中開關(guān)管Q導(dǎo)通時一樣。第81頁，共156頁。變壓器原邊繞組電流：

Q關(guān)斷，變壓器原邊繞組和副邊繞組中都沒有電流流過，此時變壓器通過復(fù)位繞組進行磁復(fù)位，勵磁電流iM從復(fù)位繞組W3經(jīng)過二極管D3回饋到輸入電源中去。此時整流管D1關(guān)斷，流過電感Lf電流通過續(xù)流二極管D2續(xù)流，復(fù)位繞組電壓：變壓器原邊繞組和副邊繞組的電壓分別為：第82頁，共156頁。此時整流管關(guān)斷，流過電感Lf電流通過續(xù)流二極管D2續(xù)流，顯然和BUCK變換器類似。在此開關(guān)狀態(tài)中，加在Q上的電壓為：電源VIN反向加在復(fù)位繞組W3上，故鐵芯被去磁，鐵芯的磁通φ減?。鸿F芯磁通φ的減小量：式中Tr-ton是去磁時間。第83頁，共156頁。勵磁電流iM從原邊繞組中轉(zhuǎn)移到復(fù)位繞組中，并開始線性減?。涸赥r時刻，，變壓器完成磁復(fù)位。Q關(guān)斷狀態(tài)中，所有繞組均沒有電流，它們的電壓為零。濾波電感電流經(jīng)續(xù)流二極管續(xù)流。在此時Q上的電壓為。由于在正激變換器中磁通必須復(fù)位，得：

整理得：

第84頁，共156頁。如果W1>W3，則去磁時間小于開通時間即開關(guān)管的工作占空比。如果W1<W3，則去磁時間大于開通時間即開關(guān)管的工作占空比。W1>W3，Q管電壓大于2倍輸入電壓；W1<W3，Q管電壓小于2倍輸入電壓。為了充分提高占空比和減小Q兩端電壓，必須折衷選擇。一般選W1=W3，這時，，而Q管電壓等于2倍輸入電壓。由于單端正激變換器（Forword）變換器實際上是一個隔離的BUCK變換器，因此其輸入和輸出關(guān)系為：

主要波形見圖5-18所示。第85頁，共156頁。圖5-18主要波形第86頁，共156頁。Ansoft仿真第87頁，共156頁。第88頁，共156頁。3)單端變換器的磁復(fù)位技術(shù)使用單端隔離變壓器之后，變壓器磁芯如何在每個脈動工作磁通之后都能恢復(fù)到磁通起始值，這是產(chǎn)生的新問題，稱為去磁復(fù)位問題。因為線圈通過的是單向脈動激磁電流，如果沒有每個周期都作用的去磁環(huán)節(jié)，剩磁通的累加可能導(dǎo)致出現(xiàn)飽和。這時開關(guān)導(dǎo)通時電流很大；斷開時，過電壓很高，導(dǎo)致開關(guān)器件的損壞。剩余磁通實質(zhì)是磁芯中仍殘存有能量，如何使此能量轉(zhuǎn)移到別處，就是磁芯復(fù)位的任務(wù)。具體的磁芯復(fù)位線路可以分成兩種：一種是把鐵芯殘存能量自然的轉(zhuǎn)移，在為了復(fù)位所加的電子元件上消耗掉，或者把殘存能量反饋到輸入端或輸出端；另一種是通過外加能量的方法強迫鐵芯的磁狀態(tài)復(fù)位。具體使用那種方法，可視功率的大小、所使用的磁芯磁滯特性而定。最典型的兩種磁芯磁滯特性曲線如圖5-19所示。第89頁，共156頁。圖5-19典型的兩種磁芯磁滯特性曲線第90頁，共156頁。在磁場強度H為零時，磁感應(yīng)強度的多少是由鐵芯材料決定。圖5-19a的剩余磁感應(yīng)強度Br比圖5-19b小，圖5-19a一般是鐵氧體、鐵粉磁芯和非晶合金磁芯，圖5-19b一般為無氣隙的晶粒取向鎳鐵合金鐵芯。對于剩余磁感應(yīng)強度Br較小的鐵芯，一般使用轉(zhuǎn)移損耗法。轉(zhuǎn)移損耗法有線路簡單、可靠性高的特點。對于剩余磁感應(yīng)強度Br較高的鐵芯，一般使用強迫復(fù)位法。強迫復(fù)位法線路較為復(fù)雜。簡單的損耗法磁芯復(fù)位電路是由一只穩(wěn)壓管和二極管組成，穩(wěn)壓管和二極管與變壓器原邊繞組或和變壓器副邊繞組并聯(lián)，磁芯中殘存能量由于穩(wěn)壓管反向擊穿導(dǎo)通而損耗，它具有兩種功能，既可以限制功率開關(guān)管過電壓又可以消除磁芯殘存能量。在實際應(yīng)用中由于變壓器從原邊到副邊的漏電感（寄生電感）存在，這個電感中也有存儲的能量，因此一般把穩(wěn)壓管和二極管與變壓器原邊繞組并聯(lián)連結(jié)。這種電路只適用于小功率變換器中，如圖5-20所示。

第91頁，共156頁。圖5-20將變壓器鐵芯的儲能反饋到變換器的輸出端第92頁，共156頁。大功率去磁電路一般使用將變壓器鐵芯的儲能反饋到輸入電源或變換器輸出端。使用這種復(fù)位方法，變壓器鐵芯的儲能幾乎沒有損耗（或者說損耗較?。┳儞Q器變換效率是很高的。圖5-17的復(fù)位繞組就是將變壓器鐵芯的儲能反饋到輸入電源，圖5-20將變壓器鐵芯的儲能反饋到變換器的輸出端。在圖5-20中，穩(wěn)壓管接在變壓器的原邊，如上所述，它有兩種功能，由于消耗在穩(wěn)壓管的能量很小，在這里主要是起箝位作用，鐵芯的儲能通過連結(jié)在變壓器的副邊二極管D3反饋到變換器輸出端，一般將D3與電容C連結(jié)，如果將D3與高阻抗的電感連結(jié)會在變壓器的原邊繞組和副邊繞組出現(xiàn)一個很高的電壓尖峰脈沖。第93頁，共156頁。圖5-21恒流源復(fù)位第94頁，共156頁。當(dāng)變壓器鐵芯中的剩余磁感應(yīng)強度Br較大時使用圖5-21進行復(fù)位。由于在變換器輸出端均有濾波電感，可以把它看作恒流源，因此使用恒流源和附加繞組Nr復(fù)位。在變壓器副邊中增加一個中間抽頭形成繞組Nr，通過D3與電感連結(jié)即可。在單端變換器中，引起開關(guān)引力高的主要原因是開關(guān)管關(guān)斷時漏感引起的開關(guān)管集電極和發(fā)射極之間電壓突然升高，抑制開關(guān)管應(yīng)力的方法有兩個，一是減小漏電感，二是耗散過電壓的能量，或者是能量反饋到電源中。減小漏電感主要靠工藝，耗散過電壓的能量要依靠與電感并聯(lián)的R、C緩沖器，或與開關(guān)并聯(lián)的R、C緩沖器。能量反饋回電源要依靠附加的線圈和定向二極管。第95頁，共156頁。2、推挽式DC-DC變換器（PUSH-PULL）推挽式（PUSH-PULL）DC-DC變換器由推挽逆變器和輸出整流濾波電路構(gòu)成，因此推挽DC-DC變換器是屬于DC-AC-DC變換器。變壓器兩個原邊繞組匝數(shù)相等為W11=W12=W1,副邊繞組匝數(shù)為W2。1)推挽逆變器Q1和Q2180o互補導(dǎo)通工作圖5-23a、b是和180o互補導(dǎo)通工作時的波形。當(dāng)Q1導(dǎo)通時，電源電壓Vin加在W11上，當(dāng)Q2導(dǎo)通時，電源電壓Vin加在W12上，因此繞組W2中的電勢為一個寬度為180o的交變方波，幅值。Q1關(guān)斷時，它的集電極和發(fā)射極之間電壓為同理，Q2關(guān)斷時，它的集電極和發(fā)射極之間電壓為第96頁，共156頁。圖5-22推挽式逆變器主電路第97頁，共156頁。圖5-23推挽式（PUSH-PULL）逆變器主要波形第98頁，共156頁。輸出端接電阻負載時，負載電流波形和電壓波形相同；輸出端接電感負載時，若電感量為L，則電感電流iL波形為三角波，電流以VO/L斜率上升，也以VO/L斜率下降。電流最大值為，fs為逆變器開關(guān)頻率。（）期間，Q1導(dǎo)通，輸出電壓VO為正，iL為正，電源能量向負載傳送；（）期間，iL為正，VO變負，負載向電源回饋能量，此時D2續(xù)流；（）期間，Q2導(dǎo)通，iL變負，VO為負，電源能量向負載傳送；（）期間，iL為負，VO為正，負載向電源回饋能量，此時D1續(xù)流。顯然，純電阻負載時只有開關(guān)管中有電流流過，感性負載時開關(guān)管和二極管中都有電流流過。第99頁，共156頁。Q1和Q2導(dǎo)通小于180o工作如果Q1和Q2導(dǎo)通時間減少，則輸出電壓為寬度小于180o的方波，若輸出端接電阻負載時，負載電流波形和電壓波形相同；輸出端接電感負載時，若電感量為L，則電感電流iL波形為三角波，Q1導(dǎo)通，電流上升；Q1關(guān)斷，電感電流iL經(jīng)D2續(xù)流，電流以斜率下降。D2續(xù)流，使Vin加在W12上，在W2繞組上，電壓極性反向，如圖中陰影部分所示。如果Q1和Q2導(dǎo)通時間分別大于T/4，則在感性負載時，輸出電壓VO為180o的交變方波，不再受Q1和Q2導(dǎo)通時間的影響。第100頁，共156頁。Ansoft仿真推挽逆變器

180度工作方式第101頁，共156頁。電阻負載，占空比50%，匝比1：1：1第102頁，共156頁。電阻負載，占空比20%，匝比1：1：1第103頁，共156頁。感性負載，占空比20%，匝比1：1：1第104頁，共156頁。感性負載，占空比30%，匝比1：1：1第105頁，共156頁。2）推挽DC-DC變換器圖5-24是推挽式DC-DC變換器的主電路，整流二極管DR1和DR2的左側(cè)是逆變電路，右側(cè)是整流、濾波電路。輸出整流電路有三種基本類型：全波整流電路、全橋整流電路和倍流整流電路。全波整流電路適用于輸出電壓較低的場合，可以減小整流電路中的通態(tài)損耗，全橋整流電路適用于輸出電壓較高的場合，可以降低整流管的電壓額定值。圖中為全波整流電路，Lf是輸出濾波電感，Cf是輸出濾波電容。推挽直流變換器可看成是兩個Forword變換器的組合，這兩個Forword變換器的開關(guān)管輪流導(dǎo)通，故變壓器鐵芯是交變磁化的。全波整流電路變壓器副邊有兩個繞組，他們的匝數(shù)相等，圖中還接有續(xù)流管DFW，但也可不接。

第106頁，共156頁。圖5-24推挽式DC-DC變換器主電路第107頁，共156頁。圖5-25是推挽直流變換器的主要波形。在Q1或Q2導(dǎo)通期間，變壓器副邊繞組中感應(yīng)電勢為vw2，電壓脈沖寬度決定于Q1或Q2的導(dǎo)通時間ton，幅值為，為一交流電。該電壓經(jīng)整流管整成一個直流方波電壓。濾波電感電流在電流連續(xù)時為三角波，圖中給出了流過DR1、DR2和DFW的電流波形。設(shè)Q1或Q2的導(dǎo)通時間為ton，則電感電流連續(xù)時輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系為：可以看出，若輸入是恒定的沒有紋波，則輸出同樣也是恒定的沒有紋波。對于多路輸出的開關(guān)電源來說，這一點是特別重要的。這也是為什么把降低輸出電壓紋波的重點和精力都放在降低輸入電壓紋波的原因所在。第108頁，共156頁。圖5-25推挽變換器各點主要波形a無續(xù)流二極管b有續(xù)流二極管第109頁，共156頁。開關(guān)管Q1和Q2上的電壓：整流管DR1和DR2上電壓為續(xù)流二極管上的電壓為：電感電流的平均值就是負載電流。由于Q1和Q2輪流導(dǎo)通，故的脈動頻率為開關(guān)頻率的二倍，通過DR1、DR2和DFW的電流的最大值為：

第110頁，共156頁。

因iDR1和iDR2就是流過變壓器副邊繞組的電流，若不計變壓器的勵磁電流，則變壓器原邊繞組電流的最大值為：流過變壓器原邊的電流最大值也就是流過開關(guān)管電流的最大值。開關(guān)管的反并二極管不流過負載電流，僅流過鐵芯磁復(fù)位時的磁化電流。如果斷開續(xù)流管DFW,該變壓器的主要波形如圖5-25a所示。當(dāng)Q1和Q2關(guān)斷時，本應(yīng)流過DFW的電流現(xiàn)在改為通過DR1、DR2，兩者電流大小相同，這樣變壓器副邊繞組的合成磁勢才為零。第111頁，共156頁。Q1和Q2的交替開關(guān)，使變壓器鐵芯交替磁化與去磁，完成電能從原邊到副邊的傳遞。由于電路不可能完全對稱，例如Q1和Q2導(dǎo)通時的通態(tài)壓降可能不同，或兩管的開通時間可能不同，會在變壓器原邊的高頻交流電壓上疊加一個數(shù)值較小的直流電壓，這就是所謂的直流偏磁。由于原邊繞組電阻很小，即使是一個較小的直流偏磁電壓，如果作用時間太長，也會使變壓器鐵芯單方向飽和，引起大的磁化電流，導(dǎo)致器件損壞。推挽式變換器存在著以下方面缺點：①容易發(fā)生偏磁，②功率開關(guān)的耐壓至少是輸入電壓的二倍，考慮最壞情況下的安全設(shè)計，例如輸入電壓波動±10%；由于變壓器漏感影響在截止瞬間產(chǎn)生的電壓尖刺一般限制在輸入電壓的±20%；實際應(yīng)用中電壓額定值留取20%的余量；則功率開關(guān)的耐壓至少為倍，在直接使用交流電網(wǎng)供電的情況下（220/380V交流，對應(yīng)直流310/530V左右）幾乎很難找到合適的功率管。因而實際應(yīng)用較少，只用在輸入電壓較低的場合。第112頁，共156頁。推挽式變換器ansoft仿真第113頁，共156頁。占空比30%，匝比1：1第114頁，共156頁。

第115頁，共156頁。占空比30%，匝比1：1,偏磁第116頁，共156頁。占空比30%，匝比1：1,無續(xù)流二極管第117頁，共156頁。3、半橋式DC-DC變換器原理及設(shè)計

推挽直流變換器開關(guān)管承受反向電壓至少是電源電壓的兩倍，因而大多用于電源電壓較低的場合。半橋變換器開關(guān)管承受的反向電壓為電源電壓，故可在電源電壓較高的場合應(yīng)用。半橋變壓器是由半橋逆變器、高頻變壓器和輸出整流濾波電路組成，因而也屬于直流-交流-直流變換器。圖5-26給出了輸出為全波整流電路的半橋直流變換器的主電路，圖5-27給出了各點主要波形。

第118頁，共156頁。2）電感電流斷續(xù)工作方式（Discontinuouscurrentmode）當(dāng)Q1導(dǎo)通時，電源電壓Vin加在W11上，當(dāng)Q2導(dǎo)通時，電源電壓Vin加在W12上，因此繞組W2中的電勢為一個寬度為180o的交變方波，幅值。在已知、Vd、Vo和f的情況下根據(jù)上述公式可以確定C和L的值。當(dāng)時，，為降壓型。如圖5-35c)所示，如果增加一個斜坡補償，斜坡的斜率為-m,顯然這一補償信號即可以加在上Ve，也可以加在電感電流上。第5章DC-DC變換技術(shù)圖5-24推挽式DC-DC變換器主電路圖5-27b給出了半橋變換器考慮變壓器漏感時的主要波形。Fly-back（單端反激）變換器原理圖如圖5-13所示。第80頁，共156頁。導(dǎo)通和截止期間磁通的變量應(yīng)相等，有：在t=ton時刻，Q關(guān)斷，由于電感中電流不能突變，L上呈現(xiàn)的感應(yīng)電勢,當(dāng)該感應(yīng)電勢超過輸出電壓VO時，二極管導(dǎo)通，電感L上存儲的能量通過D向負載和電容C釋放，補充了電容C在ton期間損失的能量，負載電壓極性與輸入電壓極性相反，等效電路如圖5-9c所示，波形如圖5-10a所示。顯然，電路平衡時，才能保證儲能電感L中一直有能量，才能不斷地向負載提供能量和功率。第45頁，共156頁。若VO在這期間保持不變，則有：Q截止后，電感電流從線性下降，并在圖5-26輸出為全波整流電路的半橋直流變換器的主電路第119頁，共156頁。圖5-27輸出為全波整流電路的半橋直流變換器主電路各點主要波形第120頁，共156頁。工作原理由兩個相等的電容C1和C2構(gòu)成一個橋臂，開關(guān)管Q1、Q2（均含有反并聯(lián)二極管）構(gòu)成另一個橋臂，兩個橋臂的中點A、B接高頻變壓器，由于電容C1和C2較大，其中點B的電位保持不變，且等于Vin/2。從另一個角度看，它實際上是兩個正激變換器的組合，每個正激變換器輸入電壓為Vin/2，輸出電壓為Vo。變壓器原邊繞組匝數(shù)為W1，兩個副邊繞組匝數(shù)相等，即W21=W22=W2，圖中Llk是變壓器的漏感。第121頁，共156頁。不考變壓器慮漏感當(dāng)Q1導(dǎo)通時，變壓器原邊繞組上電壓為，繞組感應(yīng)電勢“*”端為“正”極性，故DR1導(dǎo)通，DR2反偏截止，輸出濾波電感電流iLf增長。在t=Ton時，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能斷續(xù)，iLf繼續(xù)按原方向流動，故副邊繞組is和原邊繞組中的電流ip也仍按原方向流動，D2續(xù)流，因此極性反轉(zhuǎn)，DR2導(dǎo)通。由于兩個輸出整流二極管同時導(dǎo)通，將變壓器副邊電壓箝位為零，由變壓器原理可知，變壓器原邊電壓為零，這時ip=0，這時is1=is2=is/2，由于這時變壓器原邊繞阻W1中電流為零，因此D2續(xù)流停止。實際上當(dāng)Q1關(guān)斷時出現(xiàn)負壓的時間很短，因此在圖中沒有畫出。在死區(qū)時間[Ton，Ts/2]內(nèi)，電感電流下降，在Ts/2時刻，Q2導(dǎo)通，，變壓器繞阻電勢“非*”為正，ip從零反向增長到，二極管DR1截止，，，在[Ts/2，Ts]區(qū)間，與上類似。第122頁，共156頁。電感電流連續(xù)時輸出電壓：Q1、Q2承受的反向電壓為輸入電源電壓；整流二極管承受的反向電壓為；電感電流的平均值為負載電流Io，通過輸出整流二極管的最大電流為，為電感電流脈動量：流過功率開關(guān)管的最大電流：第123頁，共156頁?？紤]變壓器漏感在實際應(yīng)用中，變壓器總是存在漏感，由于漏感的存在，變換器的工作原理與不考慮漏感時有所不同。圖5-27b給出了半橋變換器考慮變壓器漏感時的主要波形。Q1關(guān)斷，變壓器原邊電流不能斷續(xù)，D2由續(xù)流，此時，輸出整流二極管DR2導(dǎo)通，這時輸出整流二極管DR1還在導(dǎo)通。由于兩個輸出整流二極管同時導(dǎo)通，將變壓器原邊電壓箝位為零，因此就全部加在變壓器漏感上，這個電壓使變壓器原邊電流線性下降，在t1時刻ip下降到零，此時D2關(guān)斷，Vab=0。[Ton，t1]區(qū)間的電壓方波（圖中用陰影表示）是變壓器原邊電流減小到零所必需的，一般稱為復(fù)位電壓,同樣Q2關(guān)斷時也會出現(xiàn)復(fù)位電壓。第124頁，共156頁。Q2導(dǎo)通，，此時變壓器原邊電流從零開始反向線性上升，由于變壓器漏感限制了它的上升率，在t2時刻之前，輸出整流二極管DR1還沒有恢復(fù)其阻斷能力，兩個輸出整流二極管同時導(dǎo)通，將變壓器副邊電壓箝位為零，同時也把變壓器原邊電壓箝位為零，因此就全部加在變壓器漏感上，這個電壓使變壓器原邊電流線性增加，在t2時刻輸出整流二極管DR1關(guān)斷，變壓器原邊電流線性增加，箝位結(jié)束。雖然在[Ton/2，t2]這一區(qū)間，但變壓器副邊電壓為零，也就是說，變壓器副邊丟失了[Ton/2，t2]時段的電壓方波，這部分時間與的比值即占空比丟失。第125頁，共156頁。通過上述分析，可以看出，漏感帶來復(fù)位電壓和占空比丟失兩個問題。要求我們在設(shè)計電路時要對最大占空比進行限制，留出復(fù)位時間；占空比丟失使有效占空比減小，為了得到所要求的輸出電壓，必須減小變壓器的原副邊匝比，但匝比減小會帶來兩個問題，其一是原邊開關(guān)電流峰值增加，通態(tài)損耗增加；其二是輸出整流二極管的耐壓值要增加。為了減小復(fù)位電壓時間和占空比丟失，應(yīng)盡量減小漏感。第126頁，共156頁。3）電容選取電容器的值可以從已知的初級電流和工作頻率來計算。若總輸出功率為PO（包括變壓器損耗），工作頻率為f，占空比，半周期為Ts/2，則初級平均電流為當(dāng)Q1導(dǎo)通，初級電流流入B點，當(dāng)Q2導(dǎo)通，則從B點取出電流，在半個周期內(nèi)由電容C1、C2補充電荷損失。在半個周期內(nèi)電容上的電壓變化為：在實際應(yīng)用中，C1=C2=C，則上式可寫為：第127頁，共156頁。電容上直流電壓變化率與輸出整流電壓變化率是相同的，因此輸出紋波系數(shù)為：為了滿足輸出紋波要求，C則為：實際應(yīng)用中，一般將濾波電容和分壓電容分別設(shè)置，濾波電容取幾百到幾千微法的電解電容，分壓電容常取幾個微法的無極性電容。第128頁，共156頁。半橋仿真第129頁，共156頁。第130頁，共156頁。第131頁，共156頁。4)半橋電路抗不平衡能力分析半橋電路具有較強的抗偏磁能力，即在主電路不平衡條件下仍能維持高頻變壓器磁通對稱。在分析這個結(jié)論之前，作下述假設(shè)：只研究導(dǎo)通和截止的穩(wěn)態(tài)過程而不考慮開通和關(guān)斷的瞬態(tài)過程；輸入直流電壓恒定；功率開關(guān)用理想開關(guān)和串聯(lián)等效電阻R1、R2表示，電阻R1、R2表示功率開關(guān)管飽和壓降不同；高頻變壓器用低頻等效電路表示，忽略漏感和勵磁電感，變壓器直流等效電組用R0表示，變壓器二次側(cè)負載折合到一次側(cè)用RL’表示，；通過上述假設(shè)，圖5-26半橋式變換器原理圖可等效為圖5-28(a)。當(dāng)開關(guān)Q1閉合，Q2斷開時，C2充電，C1放電，充放電電流分別用和表示，如圖5-28(b)所示。當(dāng)開關(guān)Q1斷開，Q2閉合時，C1充電，C2放電，充放電電流分別用和表示，如圖5-28(c)所示。第132頁，共156頁。圖5-28半橋式變換器原理圖等效電路第133頁，共156頁。當(dāng)Q1閉合，Q2斷開時，設(shè)C1、C2的初始電壓為U1(0)和U2(0)，由回路電流法寫出回路復(fù)變量電壓方程：解上式并拉氏反變換得：高頻變壓器電壓為:第134頁，共156頁。當(dāng)Q2閉合，Q1斷開時，設(shè)C1、C2的初始電壓為U1’(0)和U2’(0)，充放電電流分別用i’1和i’2表示由回路電流法寫出回路復(fù)變量電壓方程：解上式并拉氏反變換得：高頻變壓器uAB電壓為:第135頁，共156頁。在穩(wěn)定工作時，開關(guān)Q1、Q2交替導(dǎo)通，設(shè)Q1閉合，Q2斷開時點電位B電位由上升到，并在Q1斷開時間里保持不變；當(dāng)開關(guān)Q1斷開，Q2閉合時點電位由下降，并在Q2斷開時間里保持不變，顯然初始條件有：解得

第136頁，共156頁。分別代入高頻變壓器uAB電壓分別計算在開關(guān)Q1、Q2交替導(dǎo)通時加在變壓器的伏秒積：

第137頁，共156頁。4、全橋DC-DC變換器原理全橋變換器原理圖及波形如圖所示。全橋變換器中4個功率管只承受電源電壓，與推挽變換器相比，多用了2個功率管。從圖可以看出，全橋變換器功率管的開關(guān)過程：SW1、SW2（或SW3、SW4）同時開關(guān)，這兩對管子互補導(dǎo)通。為了防止直通現(xiàn)象，設(shè)置有一死區(qū)，死區(qū)期間4個管子都不導(dǎo)通。輸出電壓：全橋變換器充分利用了變壓器傳遞能量的能力，是大功率DC-DC變換器的理想電路。全橋變換器也有明顯的缺點，如直通問題；偏磁問題等。第138頁，共156頁。圖5-29全橋變換器原理圖及波形第139頁，共156頁。所謂偏磁問題是指變壓器磁芯的工作磁滯回線中心點偏離了坐標(biāo)遠點，變壓器正反向脈沖過程中磁通不對稱現(xiàn)象。造成偏磁的原因主要有功率管的飽和導(dǎo)通壓降不一致、導(dǎo)通時間（功率管從關(guān)斷到導(dǎo)通的時間）和關(guān)斷時間不一致以及加在變壓器上的正負脈沖電壓寬度不一致等原因所造成的。偏磁在全橋變換器中是必然現(xiàn)象。偏磁發(fā)生時，可通過電流母線來觀察，可以發(fā)現(xiàn)流過母線的相鄰電流脈沖信號幅度不相等。也就是說流過、和、的電流不相等。在電路設(shè)計中，一般都假定流過、和、的電流相等，兩組功率管分擔(dān)了輸出能量，如果偏磁嚴重就會造成功率管的損壞。全橋變換器必須有抗偏磁電路，否則全橋變換器幾乎無法可靠工作。實際應(yīng)用中，常使用變壓器原邊串聯(lián)電容的方法或使用電流型PWM控制器來減弱偏磁危害。返回第140頁，共156頁?！?.4PWM控制器原理1、電壓型PWM電壓型脈寬調(diào)制器是一個電壓-脈沖變換裝置，用鋸齒波作調(diào)制信號的脈寬調(diào)制器原理圖如圖5-30所示。電壓與鋸齒波調(diào)制信號比較，輸出的PWM開關(guān)信號為與鋸齒波同頻率、脈沖寬度與的大小成正比的脈寬調(diào)制信號。第141頁，共156頁。圖5-30脈寬調(diào)制原理圖第142頁，共156頁。2、電流型PWM控制器原理電流型PWM控制器與傳統(tǒng)的僅有輸出電壓反饋的電壓型PWM控制器比較具有較多的優(yōu)點。從電路結(jié)構(gòu)上看，是增加了一個電感電流反饋，而且此電流反饋就作為PWM的斜波函數(shù)，就不再需要鋸齒波(或三角波)發(fā)生器，更重要的是在于引入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有明顯的優(yōu)越性。第143頁，共156頁。電流型PWM控制器常用的幾種原理方案（1）恒定遲滯環(huán)寬控制：在電感中產(chǎn)生一個固定的電流