第5章-移動信道的噪聲和干擾

第五章噪聲和干擾5.1噪聲5.2鄰道干擾與同頻道干擾5.3互調(diào)干擾5.1噪聲

5.1.1噪聲的分類與特性

移動信道中加性噪聲（簡稱噪聲）的來源是多方面的，一般可分為：①

內(nèi)部噪聲；②自然噪聲；③

人為噪聲。內(nèi)部噪聲是系統(tǒng)設(shè)備本身產(chǎn)生的各種噪聲。例如，在電阻一類的導(dǎo)體中由電子的熱運動所引起的熱噪聲，真空管中由電子的起伏性發(fā)射或半導(dǎo)體中由載流子的起伏變化所引起的散彈噪聲及電源哼聲等。電源哼聲及接觸不良或自激振蕩等引起的噪聲是可以消除的，但熱噪聲和散彈噪聲一般無法避免，而且它們的準(zhǔn)確波形不能預(yù)測。這種不能預(yù)測的噪聲統(tǒng)稱為隨機噪聲。自然噪聲及人為噪聲為外部噪聲，它們也屬于隨機噪聲。依據(jù)噪聲特征又可分為脈沖噪聲和起伏噪聲。脈沖噪聲是在時間上無規(guī)則的突發(fā)噪聲，例如，汽車發(fā)動機所產(chǎn)生的點火噪聲，這種噪聲的主要特點是其突發(fā)的脈沖幅度較大，而持續(xù)時間較短；從頻譜上看，脈沖噪聲通常有較寬頻帶；熱噪聲、散彈噪聲及宇宙噪聲是典型的起伏噪聲。

在移動信道中，外部噪聲（亦稱環(huán)境噪聲）的影響較大，美國ITT(國際電話電報公司)公布的數(shù)據(jù)示于圖5-1。圖中將噪聲分為六種：①

大氣噪聲；②

太陽噪聲；③

銀河噪聲；

④

郊區(qū)人為噪聲；⑤

市區(qū)人為噪聲；⑥

典型接收機的內(nèi)部噪聲。其中，前五種均為外部噪聲。有時將太陽噪聲和銀河噪聲統(tǒng)稱為宇宙噪聲。大氣噪聲和宇宙噪聲屬自然噪聲。圖中，縱坐標(biāo)用等效噪聲系數(shù)Fa或噪聲溫度Ta表示。Fa是以超過基準(zhǔn)噪聲功率N0(=KT0BN)的分貝數(shù)來表示，即

(5－1)式中，k為波茲曼常數(shù)(1.38×10-23J/K)，T0為參考絕對溫度(290K)，BN為接收機有效噪聲帶寬(它近似等于接收機的中頻帶寬)。由式(5－1)可知，等效噪聲系數(shù)Fa與噪聲溫度Ta相對應(yīng)，例如Ta=T0=290K，F(xiàn)a=0dB；若Fa=10dB，則Ta=10T0=2900K，等等。在30～1000MHz頻率范圍內(nèi)，大氣噪聲和太陽噪聲(非活動期)很小，可忽略不計；在100MHz以上時，銀河噪聲圖5-1外部噪聲的功率與頻率的關(guān)系低于典型接收機的內(nèi)部噪聲(主要是熱噪聲)，也可忽略不計。因而，除海上、航空及農(nóng)村移動通信外，在城市移動通信中不必考慮宇宙噪聲。這樣，我們最關(guān)心的主要是人為噪聲的影響。利用圖5-1可以估計平均人為噪聲功率，下面通過舉例予以說明。例5－1已知市區(qū)移動臺的工作頻率為450MHz，接收機的噪聲帶寬為16kHz，試求人為噪聲功率為多少dBW。解

基準(zhǔn)噪聲功率

由圖5-1查得市區(qū)人為噪聲功率比N0高25dB，所以實際人為噪聲功率N為

5.1.2人為噪聲所謂人為噪聲，是指各種電氣裝置中電流或電壓發(fā)生急劇變化而形成的電磁輻射，諸如電動機、電焊機、高頻電氣裝置、電氣開關(guān)等所產(chǎn)生的火花放電形成的電磁輻射。這種噪聲電磁波除直接輻射外，還可以通過電力線傳播，并由電力線和接收機天線間的電容性耦合而進入接收機。就人為噪聲本身的性質(zhì)來說，多屬于脈沖干擾，但在城市中，由于大量汽車和工業(yè)電氣干擾的疊加，其合成噪聲不再是脈沖性的，其功率譜密度同熱噪聲類似，帶有起伏干擾性質(zhì)。在移動信道中，人為噪聲主要是車輛的點火噪聲。因為在道路上行駛的車輛，往往是一輛接著一輛，車載臺不僅受本車點火噪聲的影響，而且還受到前后左右周圍車輛點火噪聲的影響。這種環(huán)境噪聲的大小主要決定于汽車流量。圖5-2為典型點火電流的波形。圖中，一個超過200A的點火尖脈沖，其寬度約為1～5ns,相應(yīng)頻譜的高端頻率達200MHz至1GHz，低于100A的火花脈沖寬度約為20ns,相應(yīng)頻譜的高端頻率為50MHz。假定一臺汽車發(fā)動機有8個氣缸，每個氣缸的轉(zhuǎn)速是3000r/min，由于在任一時刻只有半數(shù)氣缸在燃燒，所以可計算出一臺汽車每秒鐘產(chǎn)生的火花脈沖數(shù)為(4×3000)/60＝200（火花脈沖/秒）

圖5-2典型點火電流波形

t/ns

I(A)

假如有許多車輛在道路上行駛，那么火花脈沖的數(shù)量將被車輛的數(shù)目所乘。汽車噪聲的強度可用噪聲系數(shù)Fa表示，它與頻率的關(guān)系如圖5-3所示。圖中給出了兩種交通密度情況，由圖可見，汽車火花所引起的噪聲系數(shù)不僅與頻率有關(guān)，而且與交通密度有關(guān)。比如，在700～1000MHz的頻率范圍內(nèi)，當(dāng)交通密度為100輛/時的時候，Ta＝10dB；當(dāng)交通密度為1000輛/時的時候，Ta＝34dB。這說明，交通流量越大，噪聲電平越高。由于人為噪聲源的數(shù)量和集中程度隨地點和時間而異，因此人為噪聲就地點和時間而言，都是隨機變化的。統(tǒng)計測試表明，噪聲強度隨地點的分布近似服從對數(shù)正態(tài)分布。美國國家標(biāo)準(zhǔn)局公布的幾種典型環(huán)境噪聲系數(shù)平均值如圖5-4所示。

圖5-3

汽車噪聲與頻率的關(guān)系圖中，基準(zhǔn)噪聲功率為-134dBm，即常溫條件下(290K)，噪聲帶寬為10kHz時的噪聲功率。

頻率/Hz

圖5-4幾種典型環(huán)境的人為噪聲系數(shù)平均值

由圖可見，城市商業(yè)區(qū)的噪聲系數(shù)比城市居民區(qū)高6dB左右，比郊區(qū)則高12dB。人為噪聲(100MHz以上)在農(nóng)村地區(qū)可忽略不計。由圖可見，城市商業(yè)區(qū)的噪聲系數(shù)比城市居民區(qū)高6dB左右，比郊區(qū)則高12dB。人為噪聲(100MHz以上)在農(nóng)村地區(qū)可忽略不計。圖5-5給出了城市商業(yè)區(qū)、居民區(qū)和郊區(qū)的噪聲系數(shù)Fa的標(biāo)準(zhǔn)偏差σFa隨頻率變化的關(guān)系。由圖可見，城市商業(yè)區(qū)的σFa最大，隨著頻率增高，起伏也增大；在居民區(qū)及郊區(qū)，頻率增高，σFa值減小。

圖5-5噪聲系數(shù)的Fa標(biāo)準(zhǔn)差

5.1.4噪聲對話音質(zhì)量的影響我們曾對多徑效應(yīng)作了理論分析，這里，根據(jù)主觀評定的效果看它對接收機質(zhì)量的影響。ITU（國際電信聯(lián)盟）公布的資料表明，多徑效應(yīng)對接收質(zhì)量的影響與火花干擾相似，對不同的信噪比，在靜態(tài)（只有接收機內(nèi)部噪聲）和衰落條件下，給予人耳的聽覺效果不大一樣，參見圖5-6。因此，僅僅根據(jù)接收機的靈敏度及環(huán)境噪聲的影響來確定服務(wù)區(qū)范圍，顯然不能保證預(yù)期的話音質(zhì)量。

圖5-6對不同信噪比，話音質(zhì)量的主觀評定結(jié)果

車輛在行進時，同時遭受火花干擾和多徑效應(yīng)的影響，在計算服務(wù)區(qū)范圍時，必須確定這兩種影響所引起的接收機性能的惡化量。惡化量是指在車輛行進時的動態(tài)條件下，為達到靜態(tài)條件下一樣的話音質(zhì)量所需要的接受電平的增加量。話音質(zhì)量采用主觀的評定方法，它分為5級，如圖5-6所示。在30～500MHz頻率范圍內(nèi)，移動臺話音質(zhì)量分別為3級和4級惡化量如圖5-7（a）、（b）所示。由圖可見，頻率升高時，惡化量減小，對頻率在400MHz以上的移動臺接收機，性能惡化量基本上與頻率無關(guān)?；窘邮諜C同樣存在惡化量的問題，但惡化量通常小于移動臺接收機的惡化量。

f/MHz

f/MHz

圖5-7移動臺接收機性能的惡化量

（a）3級話音質(zhì)量；

（b）4級話音質(zhì)量；

當(dāng)考慮移動臺接收機性能的惡化量時，要求接收機輸入信號的最低保護電平Amin為Amin＝SV+d（dBμV）式中，SV是信納比為12dB時的接收機靈敏度(以dBμV計,接收機靈敏度是指當(dāng)以標(biāo)準(zhǔn)測試音調(diào)制時在接收機輸出端得到規(guī)定的信納比（典型值為12dB))；d為環(huán)境噪聲和多徑效應(yīng)的惡化量(以dB計)。有用信號：Signal，噪聲：Noise，畸變信號：Distortion，干擾：Interference。信噪比：Signal/Noise信干比：Signal/（Noise+Interference）信納比：Signal/（Noise+Distortion+Interference）5.2鄰道干擾與同頻道干擾

5.2.1鄰道干擾鄰道干擾是指相鄰的或鄰近頻道之間的干擾。模擬移動通信系統(tǒng)廣泛使用的VHF、UHF電臺，頻道間隔是25kHz。由于調(diào)頻信號的頻譜很寬，理論上有無窮邊頻分量，因此，當(dāng)其中某些邊頻分量落入鄰道接收機的通帶內(nèi)時，就會造成鄰道干擾。

1.調(diào)制邊帶擴展干擾調(diào)制邊帶擴展干擾是指語音信號經(jīng)調(diào)頻后，它的某些邊帶頻率落入相鄰信道形成的干擾。以調(diào)頻方式傳輸語音信號時，要計算信號調(diào)制邊帶擴展干擾是比較復(fù)雜的。為簡化計算，常采用單音頻調(diào)頻波進行分析。單音頻調(diào)頻波的表達式為

s(t)=cos(ω0t+mfsinΩt)（5-2）

式中，ω0為載波角頻率；mf為調(diào)制指數(shù)；Ω為調(diào)制信號角頻率。經(jīng)展開運算后，上式可寫成=J0(mf)cosω0t

載頻

+J1(mf)cos(ω0+Ω)t-J1(mf)cos(ω0-Ω)t

第一對邊頻

+J2(mf)cos(ω0+2Ω)t-J2(mf)cos(ω0-2Ω)t第二對邊頻

+J3(mf)cos(ω0+3Ω)t-J3(mf)cos(ω0-3Ω)t第三對邊頻

+…+Jn(mf)cos(ω0+nΩ)t-(-1)nJn(mf)cos(ω0-nΩ)t

第n對邊頻（5-3）

設(shè)調(diào)頻波的第n次邊頻落入相鄰信道，如圖5-8（b）所示(第（K-1）信道發(fā)射機的調(diào)制邊帶第n次邊頻落入第K信道)。再考慮到收發(fā)信機由于頻率不穩(wěn)定而造成的頻率偏差ΔfTR，在最壞情況下，落入鄰道的最低邊頻次數(shù)為

(5-4)

Fm為調(diào)制信號的最高頻率。Bi為接收機中頻帶寬。若已知調(diào)頻電臺的頻偏△f，則調(diào)頻指數(shù)mf=△f/Fm就可確定，由式5-4求出nL后，就能求出偏頻分量的幅度等等，從而求出落入鄰道的調(diào)制邊帶功率與載波功率之比值。若已知發(fā)射機功率，則能求出落入鄰道的邊帶功率。圖5-8調(diào)制邊帶擴展干擾m例5-2已知某移動臺的輻射功率為10W，頻道間隔Br為25kHz，接收機中頻帶寬BI為16kHz，頻偏5kHz，收發(fā)信機頻差ΔfTR=2kHz，最高調(diào)制頻率Fm為3kHz。假定該移動臺到另一移動臺（鄰道）接收機的傳輸損耗為100dB，試求落入鄰道接收機的調(diào)制邊帶功率。解：由式5-4可得：由貝塞爾函數(shù)表可查得同理也可求得落入鄰道的第6，7，…等邊帶的相對幅度，但因它們遠小于第5邊頻分量，故可忽略不計，因此，求出第5邊頻相對于載波功率為：已知移動臺輻射功率為10W，即10dBW，傳輸損耗100dB，所以，落入鄰道的邊帶功率為：由例題可見，為了減少鄰道干擾，除了提高收發(fā)信機的頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度之外，還要求發(fā)射機的瞬時頻偏不超過最大允許值（如5kHz）。（1）瞬時頻偏控制（IDC：InstantaneousDeviationControl）。瞬時頻偏控制是指對調(diào)頻波的最大頻偏進行瞬時的自動控制過程。在采用直接調(diào)頻產(chǎn)生調(diào)頻波時，只要在調(diào)頻電路前端加一限幅電路，就能把調(diào)制語音幅度限定在一定范圍之內(nèi)，因而可以有效的把產(chǎn)生的瞬時頻偏限制在要求的范圍之內(nèi)，從而使調(diào)制邊帶擴展干擾降到-140dBW以下，以保證通信時基本上不受干擾的影響。具有瞬時頻偏控制功能的方框圖如圖5-9所示。圖5-9IDC電路

理論上已證明，鑒頻器的輸出噪聲功率譜按頻率的平方規(guī)律增加。但是，許多實際的消息信號，例如語言、音樂等，它們的功率譜隨頻率的增加而減小，其大部分能量集中在低頻范圍內(nèi)。這就造成消息信號高頻端的信噪比可能降到不能容許的程度。但是由于消息信號中較高頻率分量的能量小，很少有足以產(chǎn)生最大頻偏的幅度，因此產(chǎn)生最大頻偏的信號幅度多數(shù)是由信號的低頻分量引起。平均來說，幅度較小的高頻分量產(chǎn)生的頻偏小得多。所以調(diào)頻信號并沒有充分占用給予它的帶寬。因為調(diào)頻系統(tǒng)的傳輸帶寬是由需要傳送的消息信號（調(diào)制信號）的最高有效頻率和最大頻偏決定的。然而，接收端輸入的噪聲頻譜卻占據(jù)了整個調(diào)頻帶寬。這就是說，在鑒頻器輸出端噪聲功率譜在較高頻率上已被加重了。預(yù)加重為了抵消這種不希望有的現(xiàn)象，在調(diào)頻系統(tǒng)中人們普遍采用了一種叫做預(yù)加重和去加重措施，其中心思想是利用信號特性和噪聲特性的差別來有效地對信號進行處理。即在噪聲引入之前采用適當(dāng)?shù)木W(wǎng)絡(luò)（預(yù)加重網(wǎng)絡(luò)），人為地加重（提升）發(fā)射機輸入調(diào)制信號的高頻分量。然后在接收機鑒頻器的輸出端，再進行相反的處理，即采用去加重網(wǎng)絡(luò)把高頻分量去加重，恢復(fù)原來的信號功率分布。在去加重過程中，同時也減小了噪聲的高頻分量，但是預(yù)加重對噪聲并沒有影響，因此有效地提高了輸出信噪比。預(yù)加重圖5-10預(yù)加重原理圖經(jīng)預(yù)加重后，頻率較高部分由于幅度較大，在經(jīng)調(diào)制后產(chǎn)生的頻偏就有可能因為過大而造成鄰道干擾，為此，引入了限幅器。限幅器使輸出幅度被限制在一定范圍之內(nèi)，從而避免了頻偏過大造成的鄰道干擾，如圖5-11所示。圖5-11IDC電路的波形（2）鄰道干擾濾波器（低通濾波器）。經(jīng)積分放大輸出的信號，尤其是高頻端，將產(chǎn)生波形失真，即出現(xiàn)很多高次諧波成分。如果不濾除的話，就會使邊帶頻譜變寬，從而使鄰道干擾更加嚴(yán)重。所以，通常在IDC電路之后插入一個低通濾波器，把帶外高音頻成分抑制掉。這個濾波器就稱為鄰道干擾抑制濾波器。

2.發(fā)射機邊帶噪聲干擾發(fā)射機即使未加入調(diào)制信號，也存在以載頻為中心、分布頻率范圍相當(dāng)寬的噪聲，這種噪聲就稱為發(fā)射機邊帶噪聲。典型移動電臺發(fā)射機的噪聲頻譜如圖5-13所示。由圖可見，發(fā)射機的噪聲頻帶約為2～3MHz，它比頻道間隔（如25kHz）大得多，它不僅在相鄰頻道內(nèi)形成干擾，而且會在幾兆赫的頻帶內(nèi)產(chǎn)生影響。邊帶噪聲愈靠近載頻，幅度愈大。邊帶噪聲的大小，主要取決于振蕩器、倍頻器的噪聲，IDC電路和調(diào)制電路的噪聲以及電源脈動等引起的噪聲。圖5-13發(fā)射機噪聲頻譜

5.2.2同頻道干擾與射頻防護比在移動通信系統(tǒng)中，為了提高頻率利用率，在相隔一定距離以外，可以使用相同的頻率，這稱為同信道復(fù)用。同道干擾亦稱同頻干擾，是指相同載頻電臺之間的干擾。在電臺密集的地方，若頻率管理或系統(tǒng)設(shè)計不當(dāng)，就會造成同頻干擾。若兩個同頻道的無線區(qū)（或小區(qū)）相距越遠，即它們之間的空間隔離度越大，則共道干擾就越小，但頻率利用率就低。因此，在滿足一定通信質(zhì)量要求的前提下，使用相同頻率的小區(qū)之間所允許的最小距離成為一個很重要的問題。這個最小距離稱作同頻道復(fù)用最小安全距離，或簡稱為同頻道復(fù)用距離。

所謂“安全”是指為保證接收機輸入端信號與同頻道干擾之比大于某一數(shù)值，這一數(shù)值稱作“射頻防護比”。射頻防護比（S/I表示，且以dB計，S為有用信號，I為干擾信號）不僅與調(diào)制方式、電波傳播特性、通信可靠性有關(guān)，而且與無線區(qū)的半徑和工作方式有關(guān)。在移動信道中，存在著各種各樣的干擾信號，其中，凡是與有用信號具有相同頻率的無用信號，或者與有用信號具有不同的頻率，但頻差不大，能進入同一接收機通帶的無用信號，都能產(chǎn)生同頻道干擾。因此，能構(gòu)成同頻道干擾的頻率范圍為。為載波頻率為接收機的中頻帶寬如圖5-14，假設(shè)A基地臺處于接收狀態(tài)，接收移動臺M的有用信號。由于移動臺處于小區(qū)邊沿，即有用信號最弱情況?；嘏_A的接收機還會收到同頻工作的基地臺B的信號（即同頻干擾）。如果基地臺A接收機輸入端的有用信號與同頻干擾比值等于射頻防護比，此時兩基地臺之間的距離（即同頻復(fù)用距離）D等于被干擾接收機至干擾發(fā)射機的距離。圖5-14同頻單工方式的共道干擾示意

M移動臺發(fā)B基地臺發(fā)Ds=r0A基地臺收D=D1+D25.2.3同頻道再用距離DID2（5－5）

同頻道復(fù)用比D/Ds為：圖5-15同頻雙工方式同道干擾示意圖M(移動臺收(有用信號)基地站A發(fā)基地站B發(fā)(同頻干擾)D=DI+DSDIDS=r0圖5-15為雙工方式的共道干擾示意圖。在雙工情況下，收發(fā)使用不同頻率，移動臺M易于受到基地臺B的干擾。若被干擾接收機至干擾發(fā)射機的距離為DI，那么同頻復(fù)用距離（基地臺A、B之間距離）D＝DS＋DI＝r0＋DI

。所以，在雙工情況下，同頻道復(fù)用比D/DS為

（5－6）

式中α也稱為同頻復(fù)用系數(shù)。異頻單工方式共道復(fù)用距離D也按式（5－6）確定，下面具體計算共道復(fù)用距離D與無線區(qū)半徑r0的關(guān)系。設(shè)干擾信號和有用信號的傳播損耗中值分別用[LI]和[LS]表示，并假定路徑損耗近似與傳播距離d4成正比，即（5－7）

式中d是收、發(fā)天線之間的距離，ht、hr

分別是發(fā)射天線和接收天線高度。如果d以km為單位，ht、hr均以m作單位，則

[L]=120+40lgd-20lg

(ht·hr)（dB）

（5－8）

對照圖5-15可知，信號傳輸距離為DS，同頻干擾距離DI，兩個基站天線高度相同為ht，這樣可得所以干擾與信號傳播損耗之差為

(dB) （5－9）若基地臺A、B發(fā)射功率均為PT(W)，則移動臺M接收機輸入端信號功率和共道干擾功率分別為

(dBW) （5－10）

(dBW) （5－11）

由上述兩式可知，以dB計的信干比[S/I]為 （5－12）可得 （5－13）上述只考慮傳輸損耗中值，由于移動信道是衰落嚴(yán)重信道，理論分析和試驗表明，按無線區(qū)內(nèi)可靠通信概率為90%考慮，需要[S/I]達25dB，這樣可得

最后得出同頻道復(fù)用距離D與無線區(qū)半徑r0的關(guān)系為 （5－14）移動通信系統(tǒng)中，存在著各種各樣的干擾，其中最主要的就是互調(diào)干擾?；フ{(diào)干擾是由傳輸信道中的非線性電路產(chǎn)生的。它指兩個或多個信號作用在通信設(shè)備的非線性器件上，產(chǎn)生同有用信號頻率相近的組合頻率，從而對通信系統(tǒng)構(gòu)成干擾的現(xiàn)象。

在移動通信系統(tǒng)中，產(chǎn)生的互調(diào)干擾主要有三種：發(fā)射機互調(diào)、接收機互調(diào)及外部效應(yīng)引起的互調(diào)。*5.3互調(diào)干擾

5.3.1互調(diào)干擾的基本概念假定由于輸入回路選擇性較差，同時有三個載頻分別為ωA、ωB、ωC的干擾信號進入接收機高頻放大級或混頻級，而我們需要接收的信號載頻為ω0。一般非線性器件的輸出電流ic與輸入電壓u的關(guān)系式為

ic=a0+a1u+a2u2+a3u3+…+anun

（5-15）式中，a0，a1，a2，…，an是由晶體管特性決定的系數(shù)，通常a0＞a1＞a2＞…＞an。當(dāng)把作用于晶體管的信號u=AcosωAt+BcosωBt+CcosωCt代入式（5-15）時，經(jīng)展開整理后，輸出回路電流ic的頻率成分是十分復(fù)雜。當(dāng)取到三次項（即n=3）時，產(chǎn)生的諧波及組合頻率應(yīng)為

ωA、ωB、ωC；

2ωA

、2ωB、2ωC；

3ωA

、3ωB、3ωC；

2ωA±ωB、2ωC

±ωA；2ωB

±ωA、2ωC

±ωC；2ωA±ωC

、2ωC

±ωB

；

ωA+ωB+ωC、ωA+ωB

-ωC

、ωA-ωB

+ωC-ωA+ωB

+ωC…

當(dāng)產(chǎn)生的組合頻率與接收信號頻率ω0接近時，就會形成對有用信號的干擾，通常稱這種干擾為三階互調(diào)干擾?？梢?，三階互調(diào)干擾有兩種類型，即二信號三階互調(diào)和三信號三階互調(diào)：

2ωA-ωB=ω0

ωA+ωB-ωC=ω0

5.3.2多信道系統(tǒng)的三階互調(diào)在實際工作中，移動通信系統(tǒng)是采用多信道同時工作的，這些信道的間隔比較窄（一般為25kHz）。由于它與信道載頻相比很小，因此各信道載頻相差不多，基本上屬于同一數(shù)量級。在這種情況下，產(chǎn)生三階互調(diào)的頻率源，應(yīng)主要是網(wǎng)內(nèi)的多信道頻率。這樣，根據(jù)以上概念，如有n個等間隔信道時，則產(chǎn)生的三階互調(diào)干擾為

fx=fi+fj-fk

（i≠j≠k）

（5-16）

fx=2fi-fj

（i≠j）（5-17）

1）三階互調(diào)產(chǎn)物的信道序號表示法假設(shè)信道序號由1→n按等間隔劃分為C1、C2、…Cm、

Cx、

Ci、

Cj、Ck、

Cn。若信道序號C1中使用的頻率為f1，則其中任一信道的頻率可表示為

fm=f1+ΔF（Cm-1）

（5-18）式（5-18）是以最低頻率f1為基準(zhǔn)，用信道序號Cm及信道間隔ΔF來表示m信道頻率的公式。同理，用這種方法也可得到下列表達式：

fx=f1+ΔF（Cx-1）

fi=f1+ΔF（Ci-1）

fj=f1+ΔF（Cj-1）

fk=f1+ΔF（Ck-1）(5-19)將式（5-19）代入式（5-16）及式（5-17）中，就可得到以信道序號表示的三階互調(diào)公式：

Cx=Ci+Cj-Ck

（5-20）

Cx=2Ci-Cj

（5-21）

2）三階互調(diào)干擾的計算如果把式（5-21）展開：Cx=Ci+Ci-Cj，并與式（5–20）相比較，就可看出，它們只是下標(biāo)不同，而i、j、k又是任意值，所以從這個意義上說，式（5-20）更具有代表性。式（5-20）也可寫成

Cx-Ci=Cj-Ck

（5-22）如果用信道序號差值d來表示，式（5-22）可寫為

dxi=djk

（dxi=Ｃx-Ｃi

；

djk=Ｃj-Ｃk）（5-23）圖5-16差值陣列法流程圖①

(1）先依次排列信道序號。

(2）為了不漏掉任一信道序號差值，按規(guī)律先計算相鄰信道序號差值di，并寫在兩信道序號之間，如流程第二行（2、1、7、6、5、4）。

(3）計算每隔一個信道的序號差值。

(4）

計算每隔兩個信道的序號差值。

(5）

這樣一直計算下去，

直至只剩一個計算結(jié)果［即26-①］為止。

5.3.3無三階互調(diào)信道組的選擇

1)采用差值陣列法如果把差值陣列法反過來用，就可用來進行信道頻率配置。不但無三階互調(diào)，還可使占用頻帶寬度盡量小一些。它的前提是必須使形成的或設(shè)計的差值陣列中，不出現(xiàn)重復(fù)數(shù)據(jù)，即信道序號差值各不相同。下面舉例說明采用差值陣列法進行信道頻率配置的步驟。假定有n個等間隔信道，信道頻率配置步驟如下：

(1）選相鄰信道序號差值。①選di=1。②選di

=2。③選di

=4。④選di

=5。⑤選di

=8。⑥選di

=10。⑦選di

=14。圖5-17差值陣列法序號排列

(2）第三行數(shù)據(jù)為第二行兩相鄰信道序號差值di之和。

(3）第四行數(shù)據(jù)為第二行三相鄰信道序號差值di之和。

(4）第五行數(shù)據(jù)為第二行四相鄰信道序號差值di之和?？梢灶愅葡氯?，得到無三階互調(diào)的信道頻率配置，見表5-1。表5-1無三階互調(diào)信道組

2）信道的分區(qū)分組分配法在小區(qū)制系統(tǒng)中，若每個小區(qū)使用的信道數(shù)較少，則可采用信道的分區(qū)分組分配法來提高頻段利用率。下面舉例說明。根據(jù)以上分析，使用試探法，就能選取有用信道組。第一信道組選取信道序號為1、2、5、11的4個信道，其差值序列為1、3、6。

第二信道組仍采用差值序列1、3、6，但信道序號從第6信道算起，則可得到信道序號為6、7、10、16的4個信道。第三信道組取差值序列1、9、2，信道序號從第3信道算起，則可得信道序號為3、4、13、15的4個信道。第四信道組取差值序列4、6、7，信道序號從第8信道算起，則可得信道序號為8、12、18、25的4個信道。第五信道組取差值序列1、3、8，信道序號從第21信道算起，且序號從大到小排列，則可得信道序號為21、20、17、9的4個信道。第六信道組取差值序列1、3、5，信道序號從第23信道算起，序號從大到小排列，則可得23、22、19、14的4個信道。根據(jù)以上結(jié)果，做出分區(qū)分組信道分配圖，如圖5