模擬電子技術(shù) 江曉安第六章運放

第六章集成運算放大器6.1零點漂移6.2差動放大電路6.3電流源電路6.4集成運算放大器介紹6.5集成運放的性能指標(biāo)圖6-1集成運放框圖圖6–2零點漂移6.2差動放大電路6.2.1基本形式圖6–3差動放大電路的基本形式1.共模信號及共模電壓放大倍數(shù)Auc

圖6–4月差動電路的兩種輸入信號2.差模信號及差模電壓放大倍數(shù)Aud

，是V1管的電壓放大倍數(shù)；，是V2管的電壓放大倍數(shù)。因為電路完全對稱,所以6.2.2長尾式差動放大電路圖6–5長尾式差動放大電路1.靜態(tài)工作點的穩(wěn)定性靜態(tài)時,輸入短路,由于流過電阻Re的電流為IE1和IE2之和,且電路對稱,IE1=IE2,故,2.對共模信號的抑制作用圖6–6長尾式差放共模交流通路3.對差模信號的放大作用圖6-7長尾電路差模信號工作狀況圖中標(biāo)出的各電流、電壓的指向是規(guī)定正方向。在此規(guī)定正方向下,若電路絕對對稱,則兩管的差模輸入電壓Uid1=-Uid2,兩管的發(fā)射極差模電流Ie1d=-Ie2d,所以流過Re的差模電流Ied為6.2.3差動放大器的主要指標(biāo)1.差模電壓放大倍數(shù)Aud

2.共模電壓放大倍數(shù)Auc

3.共模抑制比CMRR或者4.差模輸入電阻rid

5.差模輸出電阻rod

6.共模輸入電阻ric【例1】設(shè)圖6-5所示長尾式差動電路絕對對稱,求其Aud,Auc,CMRR,rid,rod和ric。解由圖6-7(b)所示差模交流通路得因為電路絕對對稱,所以在共模輸入信號作用下,,因此由差模交流通路可注意到Ib1d=-Ib2d,則若共模輸入信號的接入方式如圖6-8(a),則因為,在共模信號作用下,Ib1c=Ib2c,所以若共模輸入信號的接入方式如圖6-8(b),則利用外加電源法,可以求得該電路的差模輸出電阻rod和共模輸出電阻roc,它們分別為圖6–8兩種共模信號接入方式6.2.4具有調(diào)零電路的差動放大器圖6–9具有調(diào)零電路的差動電路差模放大倍數(shù)Aud差模輸入電阻rid共模輸入電阻ric(對應(yīng)圖6-8(a))或者為(對應(yīng)圖6-8(b))6.2.5恒流源差動放大電路圖6–10恒流源的電流、電壓特性圖6–11恒流源差動放大電路設(shè)β=80,rce=100kΩ,rbe=1kΩ,R1=R2=6kΩ,R3=5kΩ,則ro3≈4.5MΩ。用如此大的電阻作為Re,可大大提高其對共模信號的抑制能力。而此時,恒流源所要求的電源電壓卻不高,即對應(yīng)的靜態(tài)電流為6.2.6一般輸入信號情況【例2】在圖6-5電路中,已知差模增益為48dB,共模抑制比為67dB,Ui1=5V,Ui2=5.01V，試求輸出電壓Uo。解因為20lg|Aud|=48dB,故Aud≈-251,而CMR=67dB,故CMRR≈2239,所以6.2.7差動放大電路四種接法1.雙端輸入、雙端輸出差模電壓放大倍數(shù)為其中差動輸入電阻rid和輸出電阻rod為共模電壓放大倍數(shù)為共模抑制比為圖6–12差動放大電路的四種接法2.雙端輸入、單端輸出3.單端輸入、雙端輸出4.單端輸入、單端輸出這種接法的特點是：它比單管基本放大電路具有較強的抑制零漂能力,而且可根據(jù)不同的輸出端,得到同相或反相關(guān)系。綜上所述,差動放大電路電壓放大倍數(shù)僅與輸出形式有關(guān),只要是雙端輸出,它的差模電壓放大倍數(shù)與單管基本放大電路相同;如為單端輸出,它的差模電壓放大倍數(shù)是單管基本電壓放大倍數(shù)的一半,輸入電阻都是相同的。【例3】電路如圖6-13所示,設(shè)UCC=UEE=12V,β1=β2=50,Rc1=Rc2=100kΩ,RW=200Ω,R3=33kΩ,R2=6.8kΩ,R1=2.2kΩ,Rs1=Rs20=10kΩ。(1)求靜態(tài)工作點。(2)求差模電壓放大倍數(shù)。(3)求RL=100kΩ時,差模電壓放大倍數(shù)。(4)從V1管集電極輸出,求差模電壓放大倍數(shù)和共模抑制比CMRR(設(shè)rce3=50kΩ)。圖6–13例3電路圖解(1)靜態(tài)工作點:設(shè)UBE3=0.6V,則所以所以一般估算時,認為UB≈0。(2)差模電壓放大倍數(shù):其中(3)當(dāng)RL=100kΩ時：(4)當(dāng)單端輸出時(從V1管c1極輸出):其中單端輸出時,共模電壓放大倍數(shù)為式中而所以故其共模抑制比為6.3電流源電路6.3.1鏡像電流源電路圖6–14鏡像電流源及等效電路因為V1管的集電極和基極之間短路,所以V1管僅僅相當(dāng)于一個由其發(fā)射結(jié)構(gòu)成的二極管,將其記作VDE1,因此,圖6-14(a)可以等效為圖6-14(b)。由第一章公式(1-1)可知,PN結(jié)的伏安特性方程為。所以流過V1管與V2管發(fā)射結(jié)的電流分別為當(dāng)β>>2時,又因為所以當(dāng)UCC>>UBE2時,當(dāng)β>>2,UCC>>UBE2時,則6.3.2威爾遜電流源圖6–15威爾遜電流源及等效電路當(dāng)(β2+2β+2)>>2時,當(dāng)β=20時,威爾遜電流源的輸出電流Io與參考電流IR之間的相對誤差是：而圖6-14的輸出電流Io與參考電流IR之間的相對誤差是：6.3.3比例電流源圖6–16比例電流源由于V1與V2的發(fā)射結(jié)都處于導(dǎo)通狀態(tài),其伏安特性曲線十分陡峭(因為發(fā)射區(qū)都是重摻雜的),發(fā)射結(jié)正偏壓的微小變化,就會導(dǎo)致發(fā)射極電流的顯著變化,所以,當(dāng)IE1與IE2相差不大(小于10倍)時,對應(yīng)的發(fā)射結(jié)正偏壓UBE1與UBE2相差十分微小。因此,在的范圍內(nèi),可以近似認為UBE1=UBE2，代入公式(6-47)得(6-47)當(dāng)β>>1時所以在的范圍內(nèi)當(dāng)時,上式不再成立,可用下式估算6.3.4微電流源圖6–17微電流源由電路圖可知調(diào)節(jié)Re2的值,使UBE2<<UBE1，則IE2<<IE1

。因為β>>1,所以因為IB2<<IE2<<IE1，所以把Io≈IE2,IR≈IE1代入IE2<<IE1得Io<<IR。正確地選取Re2的值,可以使Io達到微安量級,而此時IR仍然很大,所以限流電阻R=(UCC-UBE1)/IR不會太大?？梢?該電路能夠在R不太大的條件下,獲得微小的輸出電流。定量分析如下：式中UT是溫度電壓當(dāng)量；IS1與IS2分別是V1與V2發(fā)射結(jié)的反向飽和電流,由于V1與V2特性相同,所以(6-54)代入公式(6-54)得因為IE2≈Io,IE1≈IR,代入上式得由電路圖可得(6-55)(6-56)

【例4】在圖6-17電路中,UCC=15V,IR=1mA,Io=IC2=10μA,常溫下,UT=26mV,請確定Re2及R的值。解：由公式(6-55)得由公式(6-56)得6.3.5多路電流源圖6–18多路電流源6.3.6作為有源負載的電