基于復(fù)化積分法的電力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)檢測(cè)方法

基于復(fù)化積分法的電力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)檢測(cè)方法

1諧波電流的檢測(cè)方法去年，源能源濾波器是一種新型的能源資源電子裝置，用于抑制和補(bǔ)償波形，并對(duì)無法事件的電流進(jìn)行補(bǔ)償。通過將相當(dāng)于波形和立功大小的電流注入電網(wǎng)，并以相反的方向抑制和補(bǔ)償負(fù)載帶來的波形和障礙。其中,有關(guān)APF的動(dòng)態(tài)響應(yīng)問題一直被廣為關(guān)注,而諧波檢測(cè)環(huán)節(jié)的好壞直接影響APF的補(bǔ)償特性,尤其是其動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。目前,已有各種用于三相電路系統(tǒng)的諧波和無功電流檢測(cè)方法?？焖俑盗⑷~變換能計(jì)算基波無功、有功及各次諧波分量,但運(yùn)算至少需要一個(gè)工頻周期的延時(shí);同步信號(hào)檢測(cè)法需要先檢測(cè)出基波電壓正序分量,才能檢測(cè)基波正序電流分量,且只能檢測(cè)基波無功和諧波電流分量的總和;基于空間矢量檢測(cè)法需要根據(jù)帶通濾波器的特性及所檢測(cè)的基波或諧波次數(shù)選擇相應(yīng)的旋轉(zhuǎn)角,以改善低通濾波器的檢測(cè)精度,不具有通用性;基于自適應(yīng)的諧波電流檢測(cè)技術(shù),能實(shí)時(shí)跟隨諧波變化而調(diào)整濾波參數(shù),魯棒性好,對(duì)諧波變化不敏感,但運(yùn)算環(huán)節(jié)多,只能檢測(cè)基波或某一諧波分量?；谒矔r(shí)無功功率理論的諧波電流檢測(cè)方法應(yīng)用最為廣泛,但主要是用模擬電路實(shí)現(xiàn),缺乏靈活性。以數(shù)字信號(hào)處理器(DSP—DigitalSignalProcessor)為核心的數(shù)字信號(hào)處理電路具有運(yùn)行速度快、計(jì)算精度高、算法應(yīng)用靈活、程序修改方便等特點(diǎn)。本文根據(jù)DSP處理數(shù)字信號(hào)的特點(diǎn),以瞬時(shí)無功功率理論為基礎(chǔ),提出一種諧波電流的離散檢測(cè)新方法,用具有滑動(dòng)時(shí)窗的復(fù)化積分濾波方法取代傳統(tǒng)的低通濾波方法,具有截止頻率特性好,檢測(cè)結(jié)果穩(wěn)定,易于在DSP編程實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)。在對(duì)三相全橋負(fù)載的諧波電流檢測(cè)中,該方法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間是1/6的工頻周期。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該方法能正確地檢測(cè)基波及各次諧波的正序或負(fù)序分量。2基波和k次諧波電流的復(fù)化積分濾波在三相三線的電路系統(tǒng)中,若諧波電流的采樣輸入用ia(n)、ib(n)和ic(n)表示,根據(jù)對(duì)稱分量法有式中N為一個(gè)工頻周期的采樣點(diǎn)數(shù),n對(duì)應(yīng)為采樣點(diǎn)的計(jì)數(shù)值(n=0,1,…N-1);I+k、I-k、φ+k、φ-k分別表示基波(k=1)及k次諧波電流的正序和負(fù)序分量有效值和初相角。根據(jù)瞬時(shí)無功功率理論,k次諧波電流的正序分量檢測(cè)原理如圖1示,圖中各物理量意義見文獻(xiàn)。取k=k′時(shí)k≠k′時(shí)k′為待檢測(cè)的基波正序(k′=1)或諧波正序分量,式(3)對(duì)應(yīng)為要檢測(cè)的直流分量,式(4)則是要濾除的波動(dòng)分量。取二列能分別存放N個(gè)數(shù)據(jù)的緩沖區(qū),并在每一工頻周期按計(jì)數(shù)值n依次更新并存放i+k′p(n)、i+k′q(n)。若式(4)有最小公共周期Tc,取N1=NTc/T(T為工頻周期),將當(dāng)前計(jì)數(shù)值n對(duì)應(yīng)的單元記為l=N1-1,與此對(duì)應(yīng)的前第N1個(gè)單元記為l=0,有此即復(fù)化積分的濾波方法。對(duì)應(yīng)采樣計(jì)數(shù)值n的電流指令為根據(jù)上述推導(dǎo),可得如下結(jié)論:1.變換陣C中的正弦函數(shù)起始變換點(diǎn)n0可以任意選取,不影響基波(k′=1)及k′次諧波電流指令檢測(cè)。2.利用式(5),可分別計(jì)算基波(k′=1)和k′次諧波電流的正序及負(fù)序分量有效值,當(dāng)正弦函數(shù)起始變換點(diǎn)取n0=0時(shí),相角的計(jì)算結(jié)果即為初相角。3.根據(jù)圖1,每一工頻周期的電流采樣根據(jù)a相電壓的零相位同步啟動(dòng)時(shí),取n0=0?iˉ+1p(n)n0=0?iˉ+1p(n)、iˉiˉ+1q(n)將分別對(duì)應(yīng)基波有功及無功分量。4.不檢測(cè)電流的無功分量時(shí),式(2)～(6)的推導(dǎo)過程與三相電路電壓無關(guān),檢測(cè)結(jié)果不受電壓波動(dòng)或畸變的影響。3fir數(shù)字低通濾波器特性以三相全橋整流電路為例,用MATLAB動(dòng)態(tài)仿真軟件Simulink建立仿真模型,分析不同濾波方法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。圖2(a)是3階Elliptic數(shù)字低通濾波器,fcutoff=45Hz,響應(yīng)時(shí)間是3/2工頻周期。式(4)中的i+1p(n)、i+1q(n)波動(dòng)分量的最小公共周期近似為工頻周期的1/6,取120階FIR數(shù)字低通濾波器,圖2(b)是fpass=5Hz,fstop=190Hz,響應(yīng)時(shí)間是1/2工頻周期。取N=240,N1=40,圖2(c)是采用式(5)復(fù)化積分算法,響應(yīng)時(shí)間是1/6工頻周期。IIR數(shù)字低通濾波器為遞歸型結(jié)構(gòu),一階或二階響應(yīng)速度快,但計(jì)算偏差大,五階以上不僅響應(yīng)速度慢,且幅頻特性衰減大,都不宜采用,最適合式(2)濾波是3階Elliptic濾波器。FIR是一種非遞歸型結(jié)構(gòu)的濾波器,卷積運(yùn)算量大,截止頻率特性差,需用較高的階數(shù)才能達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。式(5)的復(fù)化積分算法不受截止頻率及階數(shù)選擇的影響,截止頻率特性好,計(jì)算結(jié)果穩(wěn)定,響應(yīng)速度快,特別適合在DSP上編程實(shí)現(xiàn),運(yùn)算量多于IIR少于FIR。4復(fù)化積分濾波仿真實(shí)驗(yàn)電路如圖3,負(fù)載為三相全橋整流電路。以具有浮點(diǎn)運(yùn)算能力的數(shù)字信號(hào)處理器TMS320C32(以下簡(jiǎn)稱:C32)為核心,構(gòu)成并聯(lián)APF的控制電路,多路模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD7862在一個(gè)工頻周期內(nèi)采樣輸入240點(diǎn),C32處理后,通過多路數(shù)模轉(zhuǎn)換器,MAX547將數(shù)字信號(hào)模擬輸出,利用電流跟蹤控制電路輸出補(bǔ)償電流指令,驅(qū)動(dòng)主電路向負(fù)載端注入補(bǔ)償電流,抑制負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流。取N=240,N1=120,讀取C32中RAM的數(shù)據(jù),用MATLAB繪出如圖4的實(shí)驗(yàn)波形。圖4(a)是a相負(fù)載的諧波電流;圖4(b)是補(bǔ)償除基波正序電流分量外的所有諧波電流;圖4(c)是只補(bǔ)償a相的5次諧波電流負(fù)序及7次諧波電流正序分量。5結(jié)論采用DSP實(shí)現(xiàn)的基于瞬時(shí)無功功率的諧波電流檢測(cè)方法,在一個(gè)采樣周期內(nèi)完成諧波電流檢測(cè),為APF的實(shí)時(shí)電流補(bǔ)償提供了保障。本文提出的復(fù)化積分濾波方法不受截止頻率及階數(shù)選擇的影響,特別適合在DSP上編程實(shí)現(xiàn),運(yùn)算量介于FIR和IIR之間,較好地改善了APF的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。在不需要對(duì)諧波電流的無功分量進(jìn)行檢測(cè)時(shí),該方法不受電壓