dc-dc的一種新型環(huán)控制結(jié)構(gòu)

dc-dc的一種新型環(huán)控制結(jié)構(gòu)

1u3000結(jié)論隨著電子技術(shù)的快速發(fā)展，電源管理芯片在通信網(wǎng)絡(luò)、計算機、汽車電子等許多應(yīng)用領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。與ldo線性穩(wěn)壓器相比，開關(guān)集成變壓器具有高信噪比，是應(yīng)用中第一個電源管理方案。特別是，電流模式的d-dd具有良好的即時響應(yīng)能力和強的負載能力，因此越來越受到重視。近年來，手機、相機、p3、pda、計算機網(wǎng)絡(luò)等便攜式產(chǎn)品迅速普及。在這種電源的供電環(huán)境中，電池的能量有限，負載應(yīng)該在很大的范圍內(nèi)改變。當大多數(shù)芯片從大負載轉(zhuǎn)變?yōu)樾∝摵蓵r，電源的效率急劇下降，嚴重影響了電池的使用時間。這為電池設(shè)計工具設(shè)計員提出了新的挑戰(zhàn)。特別是在一些影響噪聲較重要的應(yīng)用環(huán)境中，由于pfm模式無法應(yīng)用，許多設(shè)計希望芯片在傳輸模式內(nèi)安裝dm（dynamonianuousreceivedevelopment模式），這在一定程度上提高了傳輸效率，但并不滿意。作者基于廣為采用的PWM控制結(jié)構(gòu),利用0.5μmCMOS工藝設(shè)計實現(xiàn)了一款能夠在全負載范圍內(nèi)維持高效率的單片電流模降壓型DC-DC.重負載時芯片工作在PWM模式,片內(nèi)同步開關(guān)管消除了肖特基二極管的使用,提高了效率.輕負載時自動進入省電模式,通過檢測反饋電壓使其在待機狀態(tài)與固定峰值狀態(tài)切換工作,使得平均靜態(tài)功耗以及開關(guān)功耗大大減小,輕負載效率得到明顯提高,延長了便攜應(yīng)用電池的使用時間.同時2.5～5.5V的輸入電壓范圍使其非常適用于單鋰電池供電應(yīng)用.電路實現(xiàn)中,采用了一種新穎的復合比較器,簡化了電路設(shè)計,進一步減小了靜態(tài)損耗.2控制結(jié)構(gòu)和工作原理2.1電流引起的損耗圖1所示為采用同步整流技術(shù)的典型降壓DC-DC變換器簡化框圖,其中標識了各個器件的寄生參數(shù).對于電流模式PWM控制DC-DC而言,效率可以表示為輸出功率與輸入功率之比,引起功率損耗的因素有很多,主要可以分為:靜態(tài)損耗、導通損耗和開關(guān)損耗.靜態(tài)損耗指由芯片靜態(tài)電流(Is)引起的功耗;導通損耗包括電感ESR(effectiveseriesresistance)和電容ESR引起的損耗,電流在開關(guān)管(MP)以及同步管(MN)上引起的損耗以及RMS電流引起的損耗;開關(guān)損耗主要由驅(qū)動電路在開關(guān)動作時對MP,MN寄生電容的充放電引起.在中等負載以及重負載時,主要的功率損耗為導通損耗,因此對于低電壓低電流的便攜式應(yīng)用而言,采用陶瓷電容、低DCR的電感以及同步整流技術(shù)可以有效提高效率.而在輕負載時,導通損耗明顯降低,此時靜態(tài)損耗以及開關(guān)損耗成為影響效率的主要因素.傳統(tǒng)PWM控制方式輕負載時進入DCM模式工作,同CCM(continuousconductionmode)相比較,雖然反灌電流的控制減小了導通損耗,由于靜態(tài)損耗與開關(guān)損耗沒有明顯的變化,因此并不能有效提高輕負載效率.本文提出了一種新穎的PWM控制結(jié)構(gòu)以提高輕負載效率,隨著負載的減小芯片自動進入省電模式,通過檢測反饋電壓使其在待機狀態(tài)與固定峰值工作兩種狀態(tài)間反復切換.在待機狀態(tài),大部分模塊停止工作,靜態(tài)電流降低到正常工作的1/10,開關(guān)損耗降為零,此時輸出電流僅由輸出電容來提供.隨著輸出電壓的下降,芯片被再次喚醒進入工作狀態(tài),此時工作的峰值電流被固定在設(shè)定的門限值,大小與負載電流無關(guān).在省電模式下,負載的大小決定了工作狀態(tài)與待機狀態(tài)的長短,負載越大,工作時間越長,直至待機狀態(tài)消失.省電模式大大降低了平均靜態(tài)損耗與開關(guān)損耗,使輕負載效率得到明顯提高.2.2過髓性過統(tǒng)一控制電路圖2所示為本文作者設(shè)計的電流模降壓DC-DC結(jié)構(gòu)框圖.同傳統(tǒng)PWM控制結(jié)構(gòu)相比,作者提出的省電模式環(huán)路增加了箝位模塊(Clamp)以及待機判決器(Standby).輸出電壓VOUT經(jīng)過分壓后輸入到誤差放大器EA的反相輸入端,誤差放大器的同相輸入端接芯片內(nèi)部帶隙基準電壓REF.R1,C1為內(nèi)部補償網(wǎng)絡(luò).電流比較器(PWM)的同相端為疊加電平VS,通常由采樣電流、斜坡電流與一個基準電流信號疊加后流入電阻產(chǎn)生:VS=IsenseR2+IslopeR2+IREFR2(1)VS=ΙsenseR2+ΙslopeR2+ΙREFR2(1)其中第一項反映了電感電流的大小,Isense由電阻R3采樣和跨導運放放大;第二項為斜坡補償部分,隨著占空比的增大而增大,用于保證電流環(huán)路的穩(wěn)定;第三項產(chǎn)生一個固定基礎(chǔ)電平,為PWM比較器輸入端提供一個合適的直流工作點.PWM的反相端為峰值控制信號,由誤差放大器輸出VC經(jīng)過箝位模塊(Clamp)產(chǎn)生.當VS超過控制信號時輸出數(shù)字信號關(guān)斷MP來控制變換器的峰值電流以及占空比.Clamp有一個高門限VH以及低門限VL;在一般情況下,誤差信號VC處于箝位電路限制的高低電平之間,不進行限幅箝位,電感電流的峰值由VC決定.為了防止電流過大損壞芯片內(nèi)部開關(guān)管MP,箝位電路會限制輸入到PWM反相端的最高電平,當VC超過上箝位電平時,電感電流峰值就由VH決定,不隨VC的升高而增大.下箝位電平VL是本文針對輕負載時的省電模式設(shè)計的,當VC低于箝位電路下箝位電平時,電感電流峰值就由VL決定,不隨VC的降低而減小.在輕負載時,反饋機制會使得VC很低,對應(yīng)電感電流很小,為了提高芯片工作效率,作者提出的省電模式使芯片間歇工作,在待機狀態(tài)與固定峰值工作兩種狀態(tài)間反復切換,即以較大的電流工作一段時間,當輸出電壓升高到一定值時,芯片進入待機狀態(tài),停止輸出,直到輸出電壓低于一定值時再恢復工作.圖3所示為省電模式下工作波形示意圖.T1為待機狀態(tài),T2為箝位工作狀態(tài).下箝位作用就是在輕負載時,保證VC不會過小,輸出電流相對負載電流較大,使輸出電壓以及FB電壓逐漸升高,VC繼續(xù)下降,當VC低于一個門限電平VR時,Standby會輸出VSHUT信號關(guān)斷開關(guān)管MP,以及振蕩器(OSC)、斜坡補償(Slope)、邏輯控制(Logic)、過溫關(guān)斷、過壓關(guān)斷等大部分模塊,控制芯片進入極低功耗的待機狀態(tài).下箝位電平對應(yīng)的電感電流峰值可以表示為:ICL=1Ksample(VLR2?Islope?IREF)(2)Ksample≈RONR3GmRON1+R3(3)ΙCL=1Κsample(VLR2-Ιslope-ΙREF)(2)Κsample≈RΟΝR3GmRΟΝ1+R3(3)其中Ksample為電流采樣比例常數(shù);RON,RON1分別為開關(guān)管MP以及匹配晶體管MP1的導通電阻;Gm為采樣放大器的跨導.隨著負載電流的減小,電感電流峰值減小,當Ipeak<ICL時,芯片就會自動進入省電模式工作,且在工作狀態(tài),峰值電流固定為ICL.省電模式工作雖然能夠大幅提升輕負載工作效率,但也存在一個弊端.由于待機狀態(tài)的存在,使得輸出電壓以及FB的紋波變大.為了盡可能地減小紋波,本文在補償網(wǎng)絡(luò)的一端增加了開關(guān)管M1,M2.在芯片進入待機狀態(tài)后,由于誤差放大器的輸出級需要驅(qū)動較大的補償電容C1,因此會使得VC的上升較慢,延遲增大,FB的紋波變大.而增加M1后,由于其僅在VSHUT為低電平時導通,因此在待機狀態(tài),VC與R1,C1的連接斷開,EA作為比較器工作,當FB<REF時,VC迅速變高,退出待機狀態(tài),如圖3所示.增加M2的目的是為了使T1向T2的轉(zhuǎn)換過程更加平穩(wěn).在待機狀態(tài),M2導通,補償網(wǎng)絡(luò)連接到內(nèi)部基準電壓VP,由于VP與下箝位電平接近,因此在恢復至箝位狀態(tài)工作時,電容電壓變化較小,實現(xiàn)了平穩(wěn)過渡.3實現(xiàn)電路3.1復合比較器工作原理如上所述,與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比,作者提出的結(jié)構(gòu)需要增加高低箝位模塊,來限制誤差放大器的輸出信號,這就增大了芯片面積以及系統(tǒng)功耗.為減小工作電流,提高效率,簡化設(shè)計,本文提出了一種復合比較器,同時完成了高低箝位以及PWM比較器的功能(圖2中Clamp,PWM模塊),即實現(xiàn)了“VS≥Min(Max(VL,VC),VH)時,關(guān)斷MP”的功能.復合比較器電路結(jié)構(gòu)如圖4所示,其中,(W/L)1～4=80μm/1μm,(W/L)6,7,9,10=5μm/5μm,(W/L)5,8=15μm/5μm.正常工作狀態(tài)IS1=10μA,進入待機狀態(tài)后降為250nA,減小了功耗.沒有降為零是考慮到微電流的存在可以使芯片退出待機狀態(tài)后迅速恢復工作.考慮到VL<VH,比較器的工作狀態(tài)可描述如下:若VC<VL,則M2導通,M4截止,M1和M3構(gòu)成差分對進行比較,實現(xiàn)了低箝位電壓與疊加電平的比較功能,當VS達到VL時VO輸出高電平,關(guān)斷MP;若VL<VC<VH,則M3導通,M4截止,M1和M2構(gòu)成差分對進行比較,當VS達到VC時VO輸出高電平,關(guān)斷MP;若VC>VH,則M2截止,M1和M4構(gòu)成差分對進行比較,實現(xiàn)了高箝位電壓與疊加電平的比較功能,當VS達到VH時VO輸出高電平,關(guān)斷MP.同典型結(jié)構(gòu)相比,這種復合比較器由于兩邊差分對不完全對稱,因此會存在失調(diào)誤差.最大誤差發(fā)生在VC=VL時,此時要求實現(xiàn)的VS翻轉(zhuǎn)門限為VSth=VC=VL,而實際電路中翻轉(zhuǎn)門限VSth可以在M6和M7電流相等的條件下得到:VSth=VP?|VTHP|?IS1μPCOX(W/L)1~4??????????√(4)VSth=VΡ-|VΤΗΡ|-ΙS1μΡCΟX(W/L)1~4(4)其中VP為M1/M2/M4的源極電壓,如圖4所示;VTHP為pMOS的閾值電壓;μp為pMOS中空穴的遷移率;COX為單位面積的柵氧化層電容.此時,由于M2與M3串聯(lián),等效溝道長度加倍,因此VC可以表示為:VC=VP?|VTHP|?2IS1μPCOX(W/L)1~4??????????√(5)VC=VΡ-|VΤΗΡ|-2ΙS1μΡCΟX(W/L)1~4(5)則此時的翻轉(zhuǎn)門限誤差Δmax為:Δmax=VSth?VC=(2√?1)IS1μPCOX(W/L)1~4??????????√(6)Δmax=VSth-VC=(2-1)ΙS1μΡCΟX(W/L)1~4(6)由上式可見,為了減小Δmax可以減小IS1或增大(W/L)1～4,但減小IS1會減小比較器輸出的壓擺率,因此可以適當增大(W/L)1～4.在DC-DC工作中,由于反饋環(huán)路可以實時調(diào)整VC,達到一種動態(tài)平衡,所以比較器的門限漂移不會帶來明顯的影響.另外,高低箝位在實際應(yīng)用中也不要求非常精確,因此復合比較器很容易滿足實際要求.同時在電路實現(xiàn)中,可以在M3的柵極增加一個電容到地,同時與VL之間用開關(guān)管隔離.當進入待機狀態(tài)后,斷開M3柵極與VL的連接,使電容上電壓即M3柵極電壓得以保持,有助于退出待機時平穩(wěn)恢復工作.3.2比較器工作狀態(tài)芯片在輕負載工作時,通過檢測反饋電壓來自動進入省電模式;而何時進入與退出待機狀態(tài)是通過一個電壓遲滯比較器對誤差放大器的輸出信號進行檢測實現(xiàn)的.通過切換門限電平完成了電壓遲滯.圖5所示為待機狀態(tài)判決器的電路圖.其中,(W/L)1～3=20μm/1μm,(W/L)4,5,8=10μm/0.5μm,(W/L)6,7=10μm/5μm,IS2=2μA.VR1,VR2為內(nèi)部基準電壓,且VR2<VR1<VL.VCON為使能控制信號,正常工作時為高電平,出現(xiàn)過壓過溫等特殊情況時為低電平.VSHUT為輸出信號,為高電平表示芯片進入待機狀態(tài),關(guān)閉芯片的大部分模塊;為低電平表示退出待機狀態(tài),進入箝位工作狀態(tài).考慮到VR1>VR2,比較器的工作狀態(tài)可描述如下:若VC<VR2,則M1導通,VSHUT輸出高電平,進入待機狀態(tài),M4截止,M1和M2構(gòu)成差分對進行比較,只有當VC達到VR1時VSHUT輸出低電平,退出待機狀態(tài);若VR2<VC<VR1,由于M4狀態(tài)未知,則VSHUT與前一狀態(tài)保持一致;若VR1<VC,則M1截止,VSHUT輸出低電平,退出待機狀態(tài),M4導通,M1和M3構(gòu)成差分對進行比較,只有當VC低于VR2時VSHUT輸出高電平,進入待機狀態(tài).由以上邏輯可以看到,電路實現(xiàn)了高門限VR1、低門限VR2的遲滯比較器功能.4芯片特性測試作者提出的結(jié)構(gòu)已經(jīng)應(yīng)用于一款電流模PWM型單片DC-DC中,芯片已經(jīng)基于韓國Hynix0.5μmCMOS工藝采用Candence和Hspice等軟件在工作站上完成電路和版圖設(shè)計,并進行了投片.本文實現(xiàn)的DC-DC將開關(guān)管、同步管、電流檢測電路、軟啟動電路以及頻率補償網(wǎng)絡(luò)全部集成在芯片內(nèi)部,同時采用陶瓷電容,大大節(jié)省了PCB面積.輸入電壓可以為2.5～5.5V,非常適于單鋰離子電池供電系統(tǒng).高達96%的效率以及低漏失工作的實現(xiàn)使得便攜應(yīng)用中的電池壽命進一步延長.經(jīng)常溫測試,輸入電壓3.6V、輸出電壓1.8V、負載電流50～600mA變化時,對應(yīng)的輸出電壓負載調(diào)整率為0.5%.50mA負載條件下,輸入電壓2.5～5V變化對應(yīng)的線性調(diào)整率為0.9%,600mA負載條件下為0.3%.指標均已達到市場同類產(chǎn)品需求.圖6為該芯片的顯微照片,裸片面積為878μm×1313μm,復合比較器及待機狀態(tài)判決器位置如圖所示.圖7(a)所示為輸入電壓3.6V、輸出電壓1.8V、負載電流500mA時的常溫軟啟動波形,圖7(b)所示為負載電流50mA條件下的省電模式波形.REF為利用Model-34A型號的PicoProbe觀察的片內(nèi)基準電壓信號.可見當FB低于REF時,芯片進入箝位工作狀態(tài),電感電流峰值固定.隨著FB的逐漸增大,經(jīng)過幾個周期后進入待機狀態(tài),芯片的大部分功能模塊全部關(guān)斷,開關(guān)管和同步管也不會導通,電感電流停止輸出,FB電壓逐漸下降,如此往復.表1所示為輸入電壓3.6V常溫條件下,本文結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)DCM控制方式(EUP3408)、輕負載PFM模式(TPS62000)的特性指標對比.圖8所示為輸入電壓3.6V/5V輸出電壓1.8V時,相同條件下3種芯片的效率對比曲線.具體負載下的數(shù)據(jù)可見表2.圖9所示為不同負載下測得的功率損耗曲線.由此可見,在大負載時3種芯片的效率