自激式開關(guān)電源.doc

2.5 具有隔離功能的自激式開關(guān)電源前述不隔離的開關(guān)電源在使用中形成用電設(shè)備與供電電源電路共地，經(jīng)過輸入整流供電設(shè)備的“地”帶有市電，紿用戶及維護(hù)造成潛在危險。同時，由于對CMOS集成電路和數(shù)字處理集成電路的應(yīng)用日益廣泛，倘若采用此類過壓敏感的器件，是不能與市電采用同一參考點的。即使是普通設(shè)備，隨著功能的擴展，具有多種規(guī)格的音視頻或數(shù)字信號接口，信號地與市電也必須隔離。通常人們所說的并聯(lián)型開關(guān)電源，指開關(guān)管和負(fù)載電路是并聯(lián)的，目前多用于升壓型不隔離開關(guān)電源中。此處所稱I/O隔離的開關(guān)電源，也稱為脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源。輸入電源通過開關(guān)管控制脈沖變壓器初級線圈的能量存儲，能量釋放則通過脈沖變壓器次級進(jìn)行。改變脈沖變壓器的匝數(shù)比，可以得到各種不同的脈沖電壓，整流濾波后，以直流向負(fù)載提供電壓。很明顯，開關(guān)電源的輸入和輸出端是通過脈沖變壓器的磁耦合傳遞能量的，脈沖變壓器繞組之間的絕緣，使初級側(cè)與次級側(cè)完全隔離，絕緣電阻和抗電強度均可達(dá)到很高。目前所有從市電供電的設(shè)備，幾乎全部采用此類開關(guān)電源，取代了多年來使用的工頻變壓器和耗能型穩(wěn)壓器。脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源按其激勵方式分為自激式和它激式。自激式脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源是以開關(guān)管為主組成脈沖變換器，將直流電變成脈沖波，通過脈沖變壓器耦合送往負(fù)載電路；它激式則以開關(guān)管作為獨立開關(guān)，與脈沖變壓器儲能繞組串聯(lián)接入供電電路，開關(guān)管則受獨立的脈沖驅(qū)動器輸出的調(diào)寬脈沖控制。脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源按其向負(fù)載提供能量的方式，可分為正激式和反激式。正激式脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源是在開關(guān)管導(dǎo)通時，向負(fù)載提供能量；反激式則為電磁電轉(zhuǎn)換方式，通過脈沖變壓器的能量存儲，在開關(guān)管截止期間向負(fù)載提供能量。2.5.1 自激式隔離開關(guān)電源的基本電路自激式隔離開關(guān)電源的原理電路見圖2-10，其主要功能部分包括：開關(guān)管VT和TC組成的自激振蕩電路，脈沖寬度調(diào)制的控制系統(tǒng)，取樣系統(tǒng)，次級的脈沖整流濾波電路等。自激式隔離開關(guān)電源的基本電路如圖2-11所示。由開關(guān)管VT304和脈沖變壓器TC301構(gòu)成的間歇振蕩器組成變換器電路。將C308兩端輸入的直流電變換成矩形波，加在TC301的初級。接通電源后，輸入電壓通過R302給VT304基極施加不足1 mA的啟動偏置，VT304集電極電流由零開始上升。集電極電流的增長，使T301正反饋繞組端產(chǎn)生上升的感應(yīng)脈沖，加到VT304基極，形成正反饋, 使VT304導(dǎo)通電流進(jìn)一步增大。在此過程中， C313充電，隨著充電電流逐漸減小，IB隨之減小，VT304進(jìn)入IBIC的相對飽和狀態(tài)，迫使集電極電流回落，造成TC301正反饋繞組端形成脈沖反向，VT304因正反饋作用迅速截止。在此期間，C313通過V308快速放電，以準(zhǔn)備進(jìn)入下一個振蕩周期。在振蕩過程中，R314不僅限制C313在正反饋脈沖前沿的充電電流，同時還和C313共同設(shè)定振蕩電路的基本脈沖寬度。圖2-10 自激式隔離開關(guān)電源原理電路圖2-11 自激式隔離開關(guān)電源的基本電路在振蕩過程中，當(dāng)VT304集電極電流減小，趨向快速截止時，TC301的正反饋繞組端為負(fù)向脈沖，端為正向脈沖, 通過二極管V307向C314充電，其極性為左正右負(fù)。該反偏電壓通過VT303的C-E極施加于VT304的B-E極上。當(dāng)VT304下一個導(dǎo)通周期開始時，通過改變VT303的集電極電流，可控制 VT304的截止時間。如果VT303集電極電流較大，C314放電電流也較大，則該放電電流形成VT304的反向偏置，使VT304提前截止。所以，C314和VT303構(gòu)成對VT304導(dǎo)通脈沖寬度的控制。在上述振蕩過程中，當(dāng)VT304截止時，TC301的感應(yīng)脈沖和供電電壓串聯(lián)加在VT304集電極，輸入電壓為300 V直流時，其幅度約為520 V。根據(jù)圖示TC301各繞組相位關(guān)系可以看出，TC301初級繞組端和次級繞組端同相位，即VT304截止時，V320導(dǎo)通，將次級繞組-的感應(yīng)脈沖整流，向負(fù)載供電。因此可以確認(rèn)此變換器部分屬反激式電路。在圖2-11中，C313充電時間設(shè)定了VT304導(dǎo)通的最大脈沖寬度。實際在開關(guān)電源中，所謂開關(guān)管的飽和并非指手冊上規(guī)定的其最大集電極飽和電流，而是電容充電時間臨近結(jié)束時，使加到開關(guān)管基極正反饋電流減小，開關(guān)管達(dá)到IBIC的狀態(tài)。也就是說，這種飽和是IB值所限制下的飽和，使開關(guān)管IC減小，通過正反饋轉(zhuǎn)入截止?fàn)顟B(tài)。在該電路中，C313、 R314的值限制了VT304導(dǎo)通時間的最大集電極電流，使其不超過規(guī)定值。在此最大值限定下，開關(guān)管有一對應(yīng)最大導(dǎo)通脈寬，在此脈寬之內(nèi)受控于C314、 VT303脈寬調(diào)制器，以改變輸出電壓。該正反饋電路加入V308，加快了C313的放電速度，脈沖調(diào)寬電路使VT304提前截止。C313的快速放電，導(dǎo)致下一個導(dǎo)通周期也提前，致使脈寬變化的同時頻率也在改變，這是此類開關(guān)電源的特點之一。電路中T301繞組-為專設(shè)的取樣繞組。當(dāng)VT304截止時，磁場儲能釋放為感應(yīng)電壓，使V306導(dǎo)通，整流電壓經(jīng)C312濾波形成取樣電壓。R304、 R305和R301組成取樣分壓器，同時也構(gòu)成C312的放電電阻。VT301為誤差檢出放大器。分壓后，取樣電壓加到VT301基極，其發(fā)射極由穩(wěn)壓管VS305提供基準(zhǔn)電壓。當(dāng)開關(guān)電源輸出電壓升高時，VT301集電極電流增大使電壓下降，VT302的基極電壓也下降。與此同時，VT302集電極電流增大，R310的壓降使VT303集電極電流也增大，C314放電電流也隨之增大，VT304提前截止，使輸出電壓穩(wěn)定。該開關(guān)電源未采用特定的輸出過壓及過流保護(hù)電路，僅在電路中采取了過壓、 過電流的控制電路。輸入電壓的負(fù)極，經(jīng)輸入電流取樣電阻R313接入開關(guān)變換電路。當(dāng)負(fù)載電流增大或開關(guān)管意外出現(xiàn)導(dǎo)通脈寬增大時，輸入電流會增大，使R313壓降增大，形成負(fù)極性的脈沖，經(jīng)R312、 C310加到脈寬調(diào)制放大器VT302的基極，使VT302、 VT301集電極電流瞬時增大，使VT304瞬間截止，降低開關(guān)電路的電流和輸出電壓。但此功能只是瞬態(tài)電流沖擊的限制，對持續(xù)的過流無效。為了防止取樣、 誤差放大器開路性損壞造成的開關(guān)電源失控而形成過壓輸出，電路中專門設(shè)置了穩(wěn)壓管V309。開關(guān)電源工作中V301觸點開路或VT301失效、 開路，必然引起VT302、 VT303截止，脈寬調(diào)制器開路失效，VT304將處于C313 、 R314設(shè)定最大脈寬的振蕩狀態(tài)，輸出電壓將大幅升高，致使VT304熱擊穿。加入V309后，可在上述情況下將VT302基極電壓鉗位于其穩(wěn)壓值，使VT302、 VT303有一定導(dǎo)通電流，限制VT304最大脈寬，輸出電壓的超壓程度可以被限制在40左右,不致造成開關(guān)電源大面積損壞。2.5.2 自激式隔離開關(guān)電源穩(wěn)壓性能的改善 自激式隔離開關(guān)電源由于自激式的固有特點，改進(jìn)穩(wěn)壓性能成為主要工作。改進(jìn)首先從穩(wěn)壓器正反饋量入手，試圖在輸入電壓或負(fù)載電流變化時，將開關(guān)管正反饋量限制在一定范圍內(nèi)，使低輸入電壓大負(fù)載電流時，有正常的正反饋量；當(dāng)輸入電壓升高或負(fù)載電流減小時，抑制正反饋量的升高，達(dá)到擴大穩(wěn)壓性能的目的。最具代表性的電路是正反饋脈沖鉗位電路，這種電路不僅可抑制Uin對驅(qū)動電流的影響，對負(fù)載變動也有補償作用。其局部電路見圖2-12。其電路原理是：當(dāng)Uin在下限范圍內(nèi)時，調(diào)節(jié)R2的阻值，可得到理想的IB，使VT工作于正常的開關(guān)狀態(tài)。隨著Uin的上升，繞組Nb的感應(yīng)電勢也呈比例上升，開關(guān)管VT的IB增大。當(dāng)Uin升到一定程度時，繞組Nb感應(yīng)脈沖經(jīng)二極管V整流后，使穩(wěn)壓管VS反向擊穿，將正反饋脈沖的峰值鉗位于0.6 V+UVS。從此點開始，VT的驅(qū)動電流在一定范圍內(nèi)保持不變，從而避免了Uin的升高使VT過飽和。由于此類電路受穩(wěn)壓管最大電流的限制，穩(wěn)壓范圍有限，可控制的IB范圍較小，因此只適合在30 W以下的小功率開關(guān)電源中應(yīng)用。圖2-12 正反饋脈沖鉗位電路局部圖上述電路經(jīng)改進(jìn)后，成為恒流驅(qū)動電路。其正反饋部分局部圖見圖2-13。電路中設(shè)有兩路正反饋支路，第一路是由R1、 C1組成的普通RC正反饋電路，其中R1取值較大，C1取值較小。此正反饋支路作為開關(guān)電源輸入電壓為額定值以上時的正反饋量設(shè)定，使輸入電壓上限時，正反饋量增大也不會使開關(guān)管進(jìn)入飽和狀態(tài)。第二路正反饋支路，是由二極管V和VT2、 VS組成的線性穩(wěn)壓器，構(gòu)成恒流源。當(dāng)輸入電壓低到使Nb感應(yīng)脈沖峰值小于VS穩(wěn)壓值時，VS截止，VT2等效于阻值為R2(1+)的電阻，與V構(gòu)成輔助正反饋電路。在低電壓下，兩路正反饋支路為VT1提供足夠的正反饋量，維持開關(guān)電源正常工作。當(dāng)輸入電壓升高時，VS產(chǎn)生齊納擊穿，將VT2輸出電流穩(wěn)定于此點上，即使輸入電壓持續(xù)上升，此路的正反饋電流也維持不變。恒流驅(qū)動電路通過線性穩(wěn)壓方式來穩(wěn)定開關(guān)管基極與發(fā)射極的驅(qū)動電流，它是目前自激式隔離開關(guān)電源普遍采用的電路。圖2-13 恒流驅(qū)動電路正反饋部分局部圖2.5.3 雙路PWM控制系統(tǒng)為了提高穩(wěn)壓效果，自激式開關(guān)電源中又出現(xiàn)了雙路或多路PWM控制系統(tǒng)。雙路脈寬調(diào)制的控制思路是，為了擴大脈寬調(diào)制器的控制能力，采用兩只脈寬控制管和兩路獨立的控制電路。因為兩路PWM電路同時出現(xiàn)故障的機會極小，所以不僅提高了控制能力，可靠性也大為提高。圖2-14為雙路PWM電路的基本電路。其工作原理是：電路接通電源后，R1向開關(guān)管VT1提供啟動偏置，脈沖變壓器TC繞組-輸出脈沖，經(jīng)C1、 R2， 向VT1提供正反饋電流，使VT1完成振蕩和開關(guān)過程。VT2和VT4組成主PWM系統(tǒng)，TC的繞組-構(gòu)成專用于取樣的副繞組，其輸出脈沖經(jīng)V2整流, C3濾波，得到正比于VT1導(dǎo)通脈寬的整流電壓。VT4為誤差檢出及放大器，其基極由電阻R5、 R7分壓得到取樣電壓，其發(fā)射極由R9提供電壓，經(jīng)VS穩(wěn)定后作為取樣電路基準(zhǔn)電壓。由VT1的B-E極檢出的誤差電壓，經(jīng)VT4放大后，形成與誤差電壓成正比的集電極電流。當(dāng)VT1導(dǎo)通時間過長、 Uin升高或負(fù)載電流減小時，C3上電壓將升高，使VT4集電極電流增大。由于VT4的集電極電流構(gòu)成VT2的偏置電流，因此VT2的集電極電流也隨之增大, 使VT1基極電流分流增大，IB減小，VT1提前進(jìn)入IBIC的狀態(tài)，IB失去對IC的控制能力，IC立即下降，VT1提前截止，存儲于T繞組-的磁能減小，輸出電壓下降。此部分電路當(dāng)Uin變化范圍不大時，可以維持輸出電壓的穩(wěn)定。圖2-14 雙路PWM電路的基本電路在雙路PWM控制系統(tǒng)中，為了使開關(guān)電源的穩(wěn)壓范圍向輸入電壓下限和負(fù)載電流的上限擴展，電路中TC取樣繞組-與初級繞組-選取較大的匝數(shù)比，目的是使開關(guān)電源的自激振蕩電路在輸入電壓下限和負(fù)載電流上限能正常工作。設(shè)置如此大的正反饋量，當(dāng)輸入電壓升高或負(fù)載電流減小時，PWM系統(tǒng)勢必要對正反饋電流有較大的分流能力。若單純靠VT2的分流，VT2需要有極大的動態(tài)范圍, 如果VT2動態(tài)范圍不足，必然進(jìn)入其截止區(qū)或飽和區(qū)。VT2脫離線性區(qū)的結(jié)果是，開關(guān)電源失控。為了減輕VT2的電流，電路中加入第二組PWM控制管VT1和恒流驅(qū)動控制管VT3。該恒流驅(qū)動電路與前述不同，為電容鉗位電路，TC正反饋繞組-輸出脈沖, 經(jīng)V1整流，在R5兩端形成上負(fù)下正的整流電壓。由TC各繞組相位關(guān)系不難看出，只有開關(guān)管VT1進(jìn)入截止期時，TC的繞組才為負(fù)脈沖。也就是說，V1的整流電壓正比于TC能量釋放過程中產(chǎn)生的電壓，即正比于開關(guān)電源的輸出電壓。VT1截止期間，R5上的電壓經(jīng)V3向C2充電，其充電電壓正比于T繞組-的脈沖電壓幅度和持續(xù)時間。此時TC繞組為負(fù)脈沖，VT3反偏截止，C2無放電通路。當(dāng)VT1進(jìn)入下一個導(dǎo)通周期時，TC繞組為正脈沖，為負(fù)脈沖，V1、 V3都截止，因此C2所充的電壓得以保持。當(dāng)VT1導(dǎo)通后, 正反饋脈沖經(jīng)R3、 R4分壓使VT3導(dǎo)通，C2經(jīng)R5、 VT3的C-E極對VT1的B-E結(jié)放電, 構(gòu)成VT1正反饋電流的一部分。由于C2容量較大，對瞬間輸入市電電壓降低或負(fù)載電流增大使正反饋電壓的下降不敏感，讓VT1能穩(wěn)定地工作于理想的開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)電源的穩(wěn)壓性能因此得以向低輸入電壓、 突發(fā)負(fù)載大電流的方向拓展。電容鉗位型恒流驅(qū)動電路只對突發(fā)輸入電壓和負(fù)載變動有效。第二組PWM電路由VT5和穩(wěn)壓管VS1組成。VT5和主PWM控制管VT2都并聯(lián)在開關(guān)管VT1的B-E極間，VT5基極由6.8 V穩(wěn)壓管VS1接入TC的正反饋繞組端，在正常狀態(tài)下端正反饋脈沖峰值低于VS1穩(wěn)壓值，該電路不起作用。如果市電輸入電壓高于開關(guān)電源允許輸入市電電壓的上限，則正反饋脈沖峰值隨之升高，VS1反向擊穿，VT5瞬間導(dǎo)通, 使VT1提前截止，以穩(wěn)定輸出電壓。脈寬調(diào)制管VT5使輸入市電電壓升高時, 通過壓縮VT1振蕩脈寬使輸出電壓穩(wěn)定，分擔(dān)了VT2的分流作用，提高了開關(guān)電源的可靠性。由第二路PWM控制系統(tǒng)工作過程不難看出，VT3的取樣電壓實際上是開關(guān)管導(dǎo)通期的正反饋脈沖，因此該電路在輸入電壓變動時可以有效地穩(wěn)定正反饋量。此類雙路PWM控制的開關(guān)電源，可以將輸出功率近200 W的單端自激式開關(guān)電源的輸入市電電壓穩(wěn)壓范圍擴大近一倍以上，實現(xiàn)110 V/220 V市電輸入不進(jìn)行切換的自動適應(yīng)。2.5.4 自激式隔離開關(guān)電源的保護(hù)電路 開關(guān)電源保護(hù)電路的作用：一是保護(hù)開關(guān)電源本身，盡量減少故障率，或者在偶然發(fā)生故障時減小其損壞范圍；二是設(shè)置輸出過壓保護(hù)，避免損壞負(fù)載電路。所以，保護(hù)電路按其保護(hù)方式，分為故障前保護(hù)和故障后保護(hù)。過壓、 過流抑制保護(hù)，即為故障前保護(hù)。發(fā)生故障后，防止故障范圍擴大，減小損失的硬保護(hù)措施，即為故障后保護(hù)。自激式隔離開關(guān)電源的保護(hù)電路屬故障前保護(hù)，常設(shè)以下保護(hù)電路。1. 軟啟動電路軟啟動電路的特點決定了在開關(guān)電源啟動時，開關(guān)管振蕩過程中的振蕩脈寬不是突然進(jìn)入額定脈寬，而是有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。以圖2-11的電路為例進(jìn)行說明。開機瞬間，C312兩端取樣電壓達(dá)到額定值需一定時間，在C312充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低, 因而脈寬控制電路減小對開關(guān)管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使開關(guān)管在開機瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖2-11中的Ca。開機后，C312在建立充電電壓的過程中，VT301基極電流隨Ca充電電流變化，電容Ca充電完畢，充電電流近似為零。由取樣分壓器控制VT301的導(dǎo)通程度，開關(guān)電源進(jìn)入正常的穩(wěn)壓狀態(tài)。軟啟動電路的延遲時間一般為100150 ms，由Ca和R305的值設(shè)定。2. 過流保護(hù)電路對負(fù)載短路過流的保護(hù)，一般設(shè)在開關(guān)電源的輸出電路中，與不隔離式開關(guān)電源采用相同的電路。在隔離式開關(guān)電源中，還需設(shè)置開關(guān)管的過流保護(hù)電路，其電路組成見圖2-15。由VT1、 V2和VS2組成的開關(guān)管過流保護(hù)電路，接入開關(guān)管VT2的基極。電阻R1為VT2發(fā)射極電流取樣電阻。當(dāng)VT2振蕩脈寬過大時，其平均電流增大，R1上產(chǎn)生的壓降超過1.2 V，即二極管V2與VT1的B-E結(jié)的正向壓降，使VT1導(dǎo)通，將VT2基極激勵脈沖短路，VT2停振而截止。如果這種過流是瞬態(tài)的，當(dāng)VT2電流恢復(fù)正常時，開關(guān)電源可以自動恢復(fù)工作；若過流是持續(xù)的，則開關(guān)電源保護(hù)性停振。圖2-15 開關(guān)管過流和輸入過壓保護(hù)在該述保護(hù)電路中，VT1實際上構(gòu)成輔助脈寬控制器，受控于VT2平均導(dǎo)通電流。V2為隔離二極管，R2是VT1基極分流電阻，以避免VT1損壞。VS2的作用是：當(dāng)VT2意外擊穿時，經(jīng)常使R1有大電流通過而開路，此時穩(wěn)壓管VS2被擊穿，一則避免VT1隨VT2擊穿而損壞，二則避免R1開路時VT發(fā)射極出現(xiàn)高電壓損壞印刷電路。 開關(guān)管的過流限制實際上對負(fù)載過流也有效，因為不管任何一組負(fù)載電流增大，都將使脈沖變壓器初級等效感抗降低，開關(guān)管的導(dǎo)通電流也隨之增大。不過這種保護(hù)是間接的，對電壓精確度要求高的負(fù)載端，仍需設(shè)置前述過流保護(hù)電路。3. 過壓保護(hù)電路隔離式開關(guān)電源輸出端的過壓保護(hù)和不隔離式開關(guān)電源的保護(hù)方式相同，但在開關(guān)電源的發(fā)展中，大多增設(shè)了輸入電壓超壓保護(hù)，目的是在開關(guān)電源輸入電壓超高時，使開關(guān)電源停止工作，以避免因開關(guān)管擊穿而引起開關(guān)電源大面積損壞。輸入過壓保護(hù)電路常和開關(guān)管過流保護(hù)電路共用控制電路，見圖2-15。電阻R3、 R4對開關(guān)電源輸入電壓分壓取樣，當(dāng)輸入電壓超過規(guī)定穩(wěn)壓器上限輸入電壓時，穩(wěn)壓管VS1反向擊穿，R4兩端電壓經(jīng)V1加到控制管VT1的基極，使VT1飽和導(dǎo)通，開關(guān)管停振。其輸入過壓保護(hù)原理是：在開關(guān)電源振蕩過程中, 當(dāng)開關(guān)管截止時，集電極加有Uin和T301初級繞組感應(yīng)電壓Ul兩種電壓之和, 即使正常工作的開關(guān)電源，開關(guān)管由導(dǎo)通進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)時，脈沖變壓器初級繞組感應(yīng)電壓UL也近似等于或大于輸入電壓Uin。因此，開關(guān)管集電極實際耐受的反壓應(yīng)大于Uin的兩倍，才能正常工作。當(dāng)輸入電壓升高時，開關(guān)管集電極反壓成倍升高,有時甚至超過其Uceo而擊穿。此時若開關(guān)電源停振，則此反壓只等于輸入電壓，可以避免被擊穿。2.8 彩色電視機開關(guān)電源 以典型的T3877N為例說明彩色電視機開關(guān)電源工作原理，其工作原理框圖如圖2-19 所示，電路原理圖如圖2-20所示。圖2-19 T3877N工作原理框圖圖2-20 T3877N電路原理圖2.8.1 啟動與自激振蕩啟動與自激振蕩電路如圖2-21所示。合上電源開關(guān)，經(jīng)VC401整流、 C401濾波后得到約+300 V的直流電壓，此時V402的腳輸出低電平(0 V)，通過接插件XS201的腳、 R235加到VT450的基極，使VT450截止，光電耦合器V401內(nèi)的發(fā)光二極管及光電三極管均截止。+300 V電壓經(jīng)啟動電阻R404、 R405給開關(guān)管VT401提供啟動電流，VT401的集電極電流增大，開關(guān)變壓器T401的初級感應(yīng)出上正下負(fù)的感應(yīng)電壓，正反饋繞組L2上感應(yīng)出下正上負(fù)的電壓，此電壓經(jīng)407C410、 R406、 R417C462加到開關(guān)管VT401的基極，使VT401迅速飽和，完成開關(guān)電源的啟動過程。(1) VT401維持飽和的過程：在開關(guān)管VT401飽和期間，其集電極電流不斷增大，因而在開關(guān)變壓器初級繞組L1上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓極性不變，L2上感應(yīng)電壓的極性也不變，依靠L2上的感應(yīng)電壓維持著開關(guān)管VT401的飽和導(dǎo)通。(2) VT401由飽和轉(zhuǎn)為截止的過程：當(dāng)開關(guān)管VT401集電極電流增大到一定程度時，開關(guān)變壓器T401的磁心飽和，磁通增大變慢甚至不變，開關(guān)變壓器正反饋繞組的感應(yīng)電壓減小，使開關(guān)管VT401的基極電流減小，開關(guān)管退出飽和狀態(tài)并進(jìn)入放大狀態(tài)。隨之，集電極電流隨基極電流的減小而減小，開關(guān)變壓器的初級繞組L1的感應(yīng)電壓極性反相，L2的感應(yīng)電壓變成上正下負(fù)，經(jīng)C465、 R405、 R417C462、 R406、C410，給開關(guān)管VT401的基極提供負(fù)電壓，使開關(guān)管很快進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。在開關(guān)管截止期間，開關(guān)變壓器次級各繞組的感應(yīng)電壓經(jīng)整流、 濾波給負(fù)載提供+135 V、 +25.6 V、 +28 V、 +28 V四路電壓。(3) VT401由截止重新轉(zhuǎn)為飽和的過程：L2上的感應(yīng)電壓在開關(guān)管VT401截止期間給C465充電，在C465上建立的電壓為下正上負(fù)，其負(fù)電壓端加在開關(guān)管的基極，維持開關(guān)管截止，如圖2-21所示。同時+300 V電壓經(jīng)R404給C465充電，使C465上的負(fù)壓減小，然后使C465上的電壓逐步變成上正下負(fù)，當(dāng)此電壓上升到一定程度時，VT401又將由截止轉(zhuǎn)為導(dǎo)通。VT401截止時間的長短與開關(guān)管VT401集電極的振蕩周期有關(guān)。圖2-21 啟動與自激振蕩電路2.8.2 穩(wěn)壓原理如圖2-22所示，穩(wěn)壓控制電路由取樣、 放大、 控制等電路組成。電路中R486、 R485、 RP401構(gòu)成取樣電路對+B取樣，VS484、 VS489為取樣電路提供基準(zhǔn)電壓。VT489、 R487及V410內(nèi)的發(fā)光二極管構(gòu)成誤差放大電路。V410內(nèi)的光電三極管、 VT402、 VT403構(gòu)成控制電路，控制開關(guān)管VT401的基極電流，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的?？刂七^程如下：+B上升，VT489的基極電壓隨之上升，V410內(nèi)發(fā)光二極管的電流增大，V410內(nèi)光電三極管電流增大，VT402的集電極電流增大，VT403的基極電流和集電極電流也增大，對開關(guān)管VT401基極電流的分流增大，VT401飽和時間縮短，+B下降，反之亦然。圖2-22 穩(wěn)壓控制電路在電視機正常工作期間，VT411截止，對穩(wěn)壓電路無影響。VT489的發(fā)射極由兩只穩(wěn)壓二極管VS484、 VS489串聯(lián)提供11.3 V的基準(zhǔn)電壓。由于VS484與VS489的溫度系數(shù)相反，因而能實現(xiàn)互補，保證開關(guān)電源的溫漂很小。RP401為開關(guān)電源輸出電壓微調(diào)電位器，可調(diào)范圍為輸出電壓的10。2.8.3 遙控開關(guān) 電視機正常工作時，微處理器的電源控制腳輸出低電平(0 V)控制信號，使VT450截止。遙控關(guān)機時，微處理器電源控制端輸出高電平，VT450飽和導(dǎo)通，這時V401內(nèi)的發(fā)光二極管電流增大，V401內(nèi)光電三極管飽和，VT406飽和，將開關(guān)管VT401基極對地短路，開關(guān)管截止。同時，微處理器的關(guān)機高電平經(jīng)過R436、 R439使VT411飽和，VT489的發(fā)射極電位降低, VT489飽和，V401內(nèi)光電三極管飽和，VT406的集電極電流增大，也對開關(guān)管VT401基極分流，使電源開關(guān)管VT401截止，實現(xiàn)遙控關(guān)機。遙控開關(guān)等效電路如圖2-23所示。圖2-23 遙控開關(guān)等效電路2.8.4 +B過壓保護(hù)當(dāng)負(fù)載開路時，開關(guān)電源各路輸出電壓均會升高，+B升高后通過取樣放大和V410的光電耦合使VT402、