小型開關電源設計與制作教材

1、小型開關電源設計ABSTRACTThis paper mostly describes the whole design and debugging of the minitype switched voltage regulator power, which is composed of six parts. The second part wrote about the element and the third part wrote about the design step of minitipe switched power. The model includes import lo

2、op, output loop, feedback loop, control loop and the design of transformer. The latter includes hardware debugging and experiment results analyzing. After experimentation, I think out the relations among output voltage, import voltage, duty ratio and switched frequency and also the relations of impo

3、rt current, transformer coil ratio and the output current. In addition, I put forward relevant methods by myself for many problems which are met with during the course of the experimentation.Keywords: switched power 、regulated power、transformer摘要本設計主要描述小型開關電源的整個設計和調試過程，本文包括六個主 要部分，第一部分介紹開關電源的發(fā)展狀況。第二

4、部分主要介紹其工作原理， 第三部分介紹設計步驟。主電路包括輸入、輸出和反饋控制部分。最后一部 分主要是硬件部分的調試。調試部分包括電路的焊接和調試，在調試過程中 發(fā)現(xiàn)的問題的解決。關鍵詞：開關電源、變壓器、開關管目錄第一章 緒論 211概述 212開關電源的新技術 413開關電源的基本構成 914開關電源的穩(wěn)定度 915開關電源的分類 11第二章 小型開關電源原理 1421RCC 變換器的電路結構 1422 簡單的 RCC 方式開關電源 18第三章 開關電源電路設計 24第四章 性能改善 4041保護電路 4042效率的提高 4143浪涌及其吸收電路 4344噪聲及其抑制 5445 功率 FE

5、T 在開關電源中的幾個問題 57第五章 小型開關電源主控元件 5951 二極管 5952 開關電源中使用的磁性元件 6153 開關電源中選用的電容器 64第六章 硬件調試 68第七章 結論 70致謝 71372參考文獻 附錄 74第一章 概 論1-1 概述目前空間技術、計算機、通信。雷達、電視及家用電器中的電源逐漸被 開關電源取代?，F(xiàn)在一般應用的串聯(lián)調整穩(wěn)壓電源，是連續(xù)控制的線性穩(wěn)壓 電源。這種傳統(tǒng)的串聯(lián)穩(wěn)壓器，調整管總是工作于放大區(qū)，流過的電流是連 續(xù)的。這種穩(wěn)壓器的缺點是承受過載和短路的能力差。 效率低，一般只有 35 60%。由于調整管上損耗較大的功率，所以需要采用大功率調整管并裝有體積

6、 很大的散熱器。開關電源的調整管工作在開關狀態(tài)，功率損耗小，效率可高達 70 95，穩(wěn)壓器體積小、重量輕，調整管功率損耗較小，散熱器也隨之減小。 此外，開關頻率工作在幾十 KHZ，濾波電感、電容可用較小數(shù)值的元件，允許 的環(huán)境溫度也可以大大提高。但是，由于調整元件的控制電路比較復雜，輸 出的紋波電壓較高，瞬間響應較差。所以開關電源的應用也受到一定限制。電子裝置地小型輕量化關鍵是供電電源的小型輕量化，因此，需要盡可 能地降低電源電路中的損耗。開關電源基本上是半導體器件的開關工作，從 原理上講是低損耗的，但是半導體開關工作也必然存在著開關損耗，而且損 耗隨著開關頻率成比例地增加。另一方面，開關電源

7、中必須采用變壓器、電抗器等磁性元件以及平滑濾 波用地電容元件，開關頻率高，可使這些元件小型化，然而，開關頻率提高4時，這些元件地損耗也隨之增加目前市售的開關電源中采用雙極型晶體管時，開關頻率高達 100KHZ；采 用 MOSFE時T ，開關頻率達 500KHZ。為提高開關頻率必須減小開關損耗， 隨之 需要采用高速開關元件。然而，電源高速開關時，電路存在的分布電感于電 容，會由于二極管蓄積電荷的影響產生浪涌電壓于噪聲，不但影響周圍電子 設備的工作，而且也使電源本身的可靠性顯著地降低。為防止開關工作產生地噪聲，需要用 RC或 LC 吸收電路，對于二極管蓄 積電荷產生地浪涌電壓要采用非晶體磁性、矩形

8、磁芯地磁吸收電路。然而， 對于 MHZ以上地開關工作頻率可利用諧振電路，加在開關兩端地電壓或通過 開關地電流為正弦波，這樣，減少開關損耗地同時可抑制浪涌電壓。這種工 作方式稱為諧振開關方式，目前正在研制中。諧振開關方式可以極大地提高 開關速度，原理上開關損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關電源工作頻率 地一種最有效方式。采用諧振開關方式地幾 MHZ變換器已實用化，美國已研 制成功 20MHZ以上工作頻率地變換器。利用諧振現(xiàn)象使開關損耗接近于零， 消除電壓或電流浪涌，零電壓或零電流開關諧振變換器也研制成功。有效利用磁性元件對于提高開關電源技術是極其重要的。作為高可靠性 控制元件是采用磁放大器，而非

9、晶磁芯在次起著關鍵作用。然而，開關頻率 達到 MHZ以上，期待著開發(fā)幾 m 厚膜非晶磁材料。 開關電源的高頻化也需要 采用非晶磁芯的吸收電路。另外，采用高頻鐵氧體磁芯與準晶質超急冷磁芯 作為主變壓器的磁芯也需要研制。開關電源的集成化與小型化正在變?yōu)楝F(xiàn)實，目前正在研制開發(fā)主開關與 控制電路集成于同一芯片的集成模塊。然而，把功率開關與控制電路包括反 饋電路都集成于同一芯片上，必須解決電氣隔離與熱絕緣的問題，這是今后大課題。目前，世界各國正在大力研制新型開關電源，因這是節(jié)約能源的重大舉 措。為了趕上和超過世界先進技術水平，國內很多單位正在研制和應用，不 斷地向高頻化、線路簡單化和控制電路集成化方向發(fā)

10、展。開關穩(wěn)壓電源的優(yōu)越性還表現(xiàn)在： 功耗小 由于開關管功率損耗小，因而不需要采用大散熱器。功耗小 使得電子設備內溫升也低， 周圍元件不會因長時間工作在高溫環(huán)境下而損壞， 這有利于提高整個電子設備的可靠性和穩(wěn)定性。 穩(wěn)壓范圍寬 當開關穩(wěn)壓電源輸入的交流電壓在 150 250 V 范圍內 變化時， 都能達到很好的穩(wěn)壓效果， 輸出電壓的變化在 2以下。而且在輸入 電壓發(fā)生變化時，始終能保持穩(wěn)壓電路的高效率，因此，開關穩(wěn)壓電源能適 用于電網(wǎng)電壓波動比較大的地區(qū)。 體積小、重量輕 開關穩(wěn)壓電源可將電網(wǎng)輸入的交流電壓直接整流， 再通過高頻變壓器獲得各種不同交流電壓， 這樣就可免去笨重的工頻變壓器， 從而節(jié)

11、省了大量的漆包線和硅鋼片，使電源體積縮小、重量減輕。 安全可靠 開關穩(wěn)壓電路一般都具有自動保護電路。當穩(wěn)壓電路、高 壓電路、負載等出現(xiàn)故障或短路使，能自動切斷電源，其保護功能靈敏、可 靠。開關穩(wěn)壓電源的主要問題是電路比較復雜，輸紋波電壓較高，瞬態(tài)響應 差等。因此，開關穩(wěn)壓電源的應用受到一定的限制。目前，世界各國正在大力研制開發(fā)新型開關電源，包括新的理論、新型 電路方案于新型功率器件等，以適應各種電子設備的小型化。高效率等的需 要。1-2 開關電源的新技術微型化技術（1）開關頻率與損耗 決定開關電源體積的主要因素是電抗器、變壓器等磁性器件和平滑電容 器。若提高開關電源的開關頻率，這些器件就會小型

12、化。然而，開關頻率提 高時，不但有磁損耗，而且電路的損耗也會增大。一般來說，損耗隨著開關 頻率成正比例地增加。（2）軟開關的應用與同步整流 諧振或者軟開關等方式可有效降低伴隨著高頻化帶來地損耗。這時， 開關損耗只不過時全部損耗中地一部分，若在高頻領域，磁性器件地損耗所 占比例較大。開發(fā)低電壓地集成電路是一種趨勢，因此，低壓大電流地電源 顯得非常重要。對于這樣地電源，二極管正向壓降引起的損耗幾乎占總損耗 的一半為此，希望采用 FET 構成同步整流方式。然而，采用 FET 時，由于管 內二極管的恢復特性與變壓器漏感等的影響，提高頻率是有限的，對于目前 的技術，開關頻率為 300KHZ 左右。除了損

13、耗與開關頻率以外決定開關電源 體積的還有構成電源的元器件。為了減少電源的元器件數(shù)目，需要開發(fā)電源 模塊，有效利用漏磁通的寄生參量。另外，從節(jié)省能量來看，也需要在低電 壓領域降低損耗，這樣一來，控制電路的低電壓化便成為重要課題。諧振、 軟開關等方式的開關電源已實用化了，其中，可變頻率的電流諧振開關電源 已率先實用化。在美國， 300KHZ 到幾 MHZ 頻率范圍的開關電源已普遍達到 2W/cc，在日本，特別是低噪聲、高效率的電視機電源已批量生產。與此相適 用的是已經開發(fā)的眾多的磁性元器件。另外，作為電壓諧振的基本方式的部分諧振開關電源，在日本市場特 別引人注目。其中，也有采用同步整流。開關頻率為

14、 300KHZ 、變換效率為 90、輸出電壓為 5V、輸出功率為 100W 的開關電源。（3）超薄型電源的研制成功7最近，通信與便攜式電子設備都要薄型化，其電源當然需要采用薄型 變壓器，正在研究采用薄膜技術，但現(xiàn)在已經實用化的薄型變壓器是在鐵氧 體磁芯上繞制銅片式狀繞組的變壓器。然而，將來的技術期望是用噴鍍等方 法，在鐵氧體基片噴鍍金屬而制作薄型變壓器。這時，降低損耗的方法就是 使通過基片磁芯的磁通和通過繞組的電流均勻。另外，磁性薄膜的采用提高 了占空因數(shù)，如何解決薄膜化帶來的矯頑力增加是實用化的關鍵，為此，期 望利用矯頑力增加較小的非晶型鐵氧體薄片。諧波電流印制技術（ 1）扼流圈輸入方式 這

15、種方式是在電源的輸入級增設扼流圈、靜噪濾波器或電抗器等，所 用元器件數(shù)量最少。電路簡單。成本低，但體積大而且笨重，僅適用于一些 對體積和重量沒有嚴格要求的產品。不過，可用于抑制諧波電流和電磁干擾 兩者的混合小型扼流圈和小型電抗器以及專用諧波電流抑制的小型靜噪濾波 器，目前正在開發(fā)之中。（2）部分平滑方式 這種方式是利用無源元件的組合來擴展電流導通角，它本是為防止換 流器照明閃爍而開發(fā)的，當用于處理功率的開關電源時，需要增設所用元器 件數(shù)量以提高性能。（ 3）單變換器方式 這是最近各個生產廠家都積極進行研究開發(fā)的方式， 其電路設計簡單， 輸入級無需接入電抗器， 交流輸入可以直接接至負載使用， P

16、WM 變換器不需 要修改，只有增設若干元器件，就可以實現(xiàn)以往的雙變換器方式所具有的功 能；穩(wěn)定直流輸出電壓，實現(xiàn)初次級的隔離，減少諧波電流，改善功率因數(shù)。4）雙變換器方式這是一種傳統(tǒng)的電路方式。采用兩個變換器分別用于穩(wěn)定直流輸出電 壓和改善功率因數(shù)，其變換器的設計自由度大，從減少諧波電流和改善功率 因數(shù)的角度來說，是一種較理想的電路方式，而且這種電路技術已經成熟。元器件性能的改善（ 1）功率 MOSFET 隨著電子設備的小型化，大規(guī)模機場電路的性能不斷提高，相應地直 流/直流變換器地輸出電壓也將降到 1V 以下。這時，用于直流 /直流 變換器輸 出端二極管需要采用低導通電阻的功率 MOSFET

17、 ，有可能降低損耗。（2）平滑電容 對于鋁電解電容，采用聚吡咯或有機半導體的固體電解質技術，已經 有所進步。而對于這類電容器而言，縮小體積、提高紋波電流和延長壽命， 則是永恒的課題。在目前的市場上，用戶十分需求可耐 1050C 高溫而壽命長 達 7000 10000 小時的品種和高度較低的品種。對于旦電容器，繼續(xù)在增加其單位體積的容量并降低阻抗，陰極材料 采用聚吡咯的高分子型產品也已經開發(fā)成功且被市場所接受。對于薄膜電容器，用戶需要的是阻抗低、承受紋波電流大而且體積小 的品種，并且要求符合安全標準。目前這種技術已取得相當進展。引人注目的新技術（1）軟開關方式軟開關方式包括零電流開關方式、 零電

18、壓開關方式及兩者兼用的方式。 這種方式的優(yōu)點是產品體積小、效率高、噪聲小、成本低。作為實現(xiàn)這種軟 開關方式的手段，有諧振開關電源技術和部分諧振型開關電源技術，而后者9 很可能會成為今后開關電源采用的主流技術。（ 2）組件化技術 所謂組件化技術，就是預先將電源中所需使用的直流 /直流變換器、用 于諧波電流抑制的功率因數(shù)改善電路、整流平滑電路以及靜噪濾波電路等部 分分別制成微型或薄型組件，再根據(jù)用戶需要制作半制定電源，或者根據(jù)用 戶需求，和交流 /直流前端電路配合，構成適應大功率輸出或多路輸出等用途 的系統(tǒng)電源。利用預先制作的組件，可以縮短設計和制造周期，減少產品中所用元 器件數(shù)量，降低維護費用。

19、而隨著表面貼裝元件（SMD）和表面貼裝技術（SMT） 的進一步發(fā)展，組件的裝連密度會更加提高，體積會進一步縮小，電源也會 隨之更加小型化。（3）控制技術 在有些開關電源產品中，以模擬方式控制輸出電壓，并以數(shù)字方式進 行開關，同時穩(wěn)定輸出電壓，而在于繼續(xù)擴展應用范圍，以實現(xiàn)節(jié)約電力、 放寬輸入電壓范圍 （適應各國不同的市電交流電壓） 、進行系統(tǒng)對應控制等。利用數(shù)字控制技術，可以根據(jù)發(fā)送 /接受模式時負載變化量的大小，對 升壓斬波器的通 /斷控制進行連續(xù)模式和不連續(xù)模式的轉換，從而提高開關電 源的效率并延長電池的壽命。在其控制電路的記憶電路中，可將開關的導通 時間等作為數(shù)據(jù)存儲起來。（4）交流適配

20、器 便攜式電子設備的興起，使得交流適配器的市場越來越大。以往的交 流適配器采用降壓電路，體積大而且笨重，目前已有采用開關方式的小型交 流適配器上市。3W 或 5W 的小功率開關方式交流適配器，外形小巧扁薄，重量輕，使 用時像插頭一樣，面向個人機的 35 45W 量級的開關方式交流適配器，采10 用的是諧振換流器電路，也已經開始進入市場。有些廠家供應的開關方式交 流適配器系列產品，其最大功率已高達 60W 左右。1-3 開關電源的基本構成開關電源采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控 制開關元件的占空比來 調整輸出電 壓。開關電源 的基本構成 如 圖 1-1 所 示，其中 DC/

21、DC變換器進行圖 1-1 開關電源的基本構成功率變換，它是 開關電源的核心部分，此外還有啟動電路、過流與過壓保護電路、噪聲濾波 器等組成部分。反饋回路檢測其輸出電壓，并與基準電壓比較，其誤差電壓 通過放大器放大及控制脈寬調制電路，再經過驅動電路控制半導體開關地通 斷時間比，從而調整輸出電壓的大小。DC/DC 變換器有多種電路方式，常用的有工作波形為方波的 脈寬調制 （PWM ）變換器以及工作波形為正弦波的 諧振型變換器。1-4 開關穩(wěn)壓電源的穩(wěn)定度11開關穩(wěn)壓電源的穩(wěn)定度比串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源低，對于輸入電壓的變化， 串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源的輸出電壓幾乎不變，而開關穩(wěn)壓電源輸出電壓的變化比 串聯(lián)線性穩(wěn)壓

22、電源達 103 倍左右。圖 1-2 開關穩(wěn)壓電源穩(wěn)定度的說明在圖 1-2 所示的開關穩(wěn)壓電源中，由于由于反饋放大器的作用，輸出電 壓與輸入電壓變化之比為：V01V1 1 A式中，A 為放大器增益， 其中包含電阻分壓器 （ R1與 R2 ）引起的衰減量。 若 A 設為 1000， V0 10 3 ,這就意味著輸入電壓變化 10V，輸出電壓就要變V1化 10mV 。若在相同情況下，對于串聯(lián)線性穩(wěn)壓器，輸出電壓只變化10 V 。開關穩(wěn)壓電源的輸出阻抗為：12R0 r1D ArL式中， rD為整流器的等效串聯(lián)電阻， xL 為電抗器 L 的直流電阻。輸出阻抗雖因整流器中二極管的額定電流不同而異，但二極管

23、等效串聯(lián)電阻rD 為幾 十m ，電抗器 L 的串聯(lián)電阻 rL也可能與此相等， 若rD 20m ，rL 30m ， A=1000,輸出阻抗 R0為 50 ，在相同反饋放大器增益時，輸出阻抗也比串聯(lián) 穩(wěn)壓電源低。對于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對輸入的瞬間響應特性由調整管的 hrb 為晶 體管基極接地工作方式的輸入反饋系數(shù)，實用時此值可忽略不計。然而，對 于開關穩(wěn)壓電源，輸入的瞬間變化全部表現(xiàn)在輸出端。要減小這種變化，卻 極大地影響著反饋放大器地增益與頻率特性， 一般為 ms 數(shù)量級。提高開關頻 率地同時，反饋放大器地頻率特性得到改善，此問題也由可能得到解決。負 載變化地串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源地瞬態(tài)響應，由反

24、饋放大器地頻率地頻率特性以 及輸出電容地容量與特性決定，而對于開關穩(wěn)壓電源，瞬態(tài)響應主要是輸出 LC 濾波器特性決定，因此，可以提高開關工作頻率，降低輸出濾波器 LC 乘 積地方法來改善其瞬態(tài)響應特性。1-5 開關穩(wěn)壓電源的分類開關穩(wěn)壓電源地電路結構有多種，分類方法也很多，作如下說明：1 按驅動方式分有自激式與它激式。2 按 DC/DC 變換器地工作方式分1) 隔離型有通 /通方式、通 / 斷方式、中心抽頭方式、半橋方式和全橋13 方式、諧振方式。2) 非隔離型有降壓型、 升壓型、極性反轉型、 開關電容型以及諧振型3 按控制方式分1) 脈寬控制方式有它激式與自激式。2) 磁放大器地混合控制方式

25、有電壓控制、電流控制及并聯(lián)控制。3) 脈寬控制與磁放大器地混合控制方式。4 按控制信號的隔離方式分1) 采用光電耦合的隔離方式。2) 采用變壓器的隔離方式。3) 電壓 /頻率變換、頻率 /電壓變換、用變壓器隔離控制信號的方式。4) 采用磁放大器的隔離方式。5 按過流保護方式分有輸出電流檢測方式與開關電流檢測方式。 以上這些方式的組合可構成多種方式的開關穩(wěn)壓電源，因此，設計時務必 弄清各種方式的特性，進行有效的組合，設計出高質量的開關穩(wěn)壓電源。14第二章小型開關電源原理、 RCC變換器的電路結構RCC變換器是 Ringing Choke Converter 的簡稱 , 廣泛應用 50W以下的開

26、關電源中 , 它不需要自勵式振蕩電路 , 結構簡單 , 由輸入電壓與輸出電流改變 頻率。RCC的基本電路如圖 2-1 所示,電壓和電流波形如圖 2-2 所示。在 VT1導通ton期間變壓器 T1蓄積能量 , 在下一此截止期間 toff 變壓器 T1蓄積的能量釋 放供給輸出負載。圖 2-1 RCC 基本電路toff 結束時,變壓器電壓 Vt1波形自由振蕩返回到 0 V, 見圖 2-2（c）。這電 壓通過基極繞組加到開關晶體管 VT1的基極, 因此, 晶體管 VT1觸發(fā)導通， VT1 一導通就進入開始下一個工作周期。輸入電壓 V1 是輸入交流電壓經整流的直 流電壓。ton 時的等效電路如圖 2-3

27、 （ a）所示。晶體管 VT1導通, 因此變壓器 T1的初級線圈 L1 兩端加上輸入電壓 V115圖 2-2 電源和電流波形圖 2-3 RCC 的等效電路另一方面 ,在變壓器次級側 C2放電, 供給輸出電流 I0 。這期間,輸出二極管VD1中無電流 , 因此,變壓器初級側不產生相互作用。L1中蓄積的能量為2L1 I12 /2。toff 時等效電路如圖 2-3（b）所示，因初級側無電流， 所以，圖中未畫出ton時 L1中蓄積的能量通過變壓器 T1的次級側線圈 L2釋放給次級側。從 ton轉換到toff 瞬間，初級側線圈的安匝相等原理仍成立，因此，若變 壓器初級側能量全部傳遞給次級側，則：匝比 N

28、 為：N1 I1p N2 I 2pN2N121)22)16電感 L2與L1之比是與繞組匝數(shù)平方成正比例，即：N2N1L2L1傳遞給次級側能量就變?yōu)檩敵龉β省D2-4 示出次級側電壓與電流之間關系。圖 2-4 次級側電壓與電流之間關系設變壓器輸出功率為 P2 , 則：24)25)P2 V0 I 0 12P2L2 I 2p V2 I 0 TI 1pfV2 V0 VF V1式中，為變壓器的效率。但是，若變壓器的初級側能量不全部傳遞給 次級側，其一部分能量變?yōu)樽儔浩鞯臒岷母鶕?jù)式，有：1p2 P2 TV1 ton27)28)17V2 T tonV1 ton22V12 ton2V1 ton這些等式可改寫為

29、：tonI1pL1V12L1 I 1p2 P2(29)210)211)占空比 D ton , 它是 RCC設計時決定電路特性的重要參數(shù)。開關晶體管VT1的集電極電流 Ic等于 I 1 ,因此，根據(jù)式，1I c（ 2 12）cD圖 2-5 晶體管電流和電 壓與 D 之間關系圖 2-6 開關晶體管的發(fā)射極 與集電極間電壓 Vce18由圖 2-6 所示波形可知， toff 時， VT1的集電極與發(fā)射極間所加電壓 Vce為圖2-5 示改變 D時，Ic與Vce相對值的變化。 D較大時， I c較小，但Vce較 高，因此，務必選用高耐壓晶體管。 D較小時， Vce也較低，但 I c增大。另外，這與變壓器設

30、計以及輸出二極管和輸出電容的選用也有關系。輸入最低時 D 選為 0.3 0.5 進行參數(shù)設計是適宜的。二、簡單的 RCC方式開關穩(wěn)壓電源15V/3A的RCC方式開關穩(wěn)壓電源， 它由主開關電路、浪涌電壓吸收電路、 電壓檢測電路、次級側整流平滑電路組成。工作原理簡要說明如下： 主開關電路是保證輸出電壓穩(wěn)定而通斷的直流電路，他是開關穩(wěn)壓器的重要 組成部分。對于 RCC方式，開關晶體管的集電極電流峰值 icp 是決定電源的輸出功率之值，它由開關晶體管基極電流i B與晶體管的蓄積時間 ttsg 決定?；鶚O驅動電路與電流波形如圖 2-6 所示圖 2-6 開關晶體管的基極電流與集電極電流19a）基極驅動電路

31、（b）工作波形反饋線圖 N p產生的正向電壓，使晶體管 VT1的基極電流按 R1C1時間常數(shù)衰減。若C1兩端電壓達到二極管 VD3的正向壓降 VF時，電流經 R1和VD3流通。VT1的 基極電流是這些電流的合成電流。VT1的集電極電流 Ic增加到基極電流 iB的hFE倍 iB hFE 之后，在VT1蓄積 電荷ttsg期間， I c還繼續(xù)增加，若增加接近峰值 icp時， VT1的基極有反偏置電 流，因此， VT1截止。 icp大小與電阻 R1有關， R1越小， icp就越大。若這樣確 定 R1 時，即輸入電壓升高時或輸出電流下降時，有必要使基極電流不需要的 分量流經其它電路。 這種電路如圖 2-

32、7 所示，不需要的基極電流分量流經 VT2， 對于輸入電壓與輸出電流變動時，保持輸出電壓恒定。此電路中 VT2 采用 PNP型晶體 管，也有采用 NPN型晶體管，但采 用 PNP型晶體管電路的過流保護電 路簡單。電路中 VD4與C2 是供給控 制VT2 基極電流的光電耦合器的電 源。當輸出電壓稍升高時， 光電耦 合器中 LED光量增加，光電晶體管 的集電極電流增大，導致 VT2 的集圖 2-7 開關晶體管的基極電流與集電極電流20電極電流增大，形成使VT1的基極iB 電流減小的負反饋閉環(huán)路。VT1 的基極電流 iB一旦減小，集電極峰值電流 icp也減小，但同時 ton 變短。另外， ton 隨

33、著輸入電壓的升高與輸出功率的減小而變短，因此，輸入電 壓最高，輸出功率最小時 ton 應最短。若輸入電壓升高，輸出電流又下降，它 作為 ton最小值的輸入電壓與輸出電流的界限時，就不能維持正常的振蕩，產 生如圖 2-8 所示的間歇振蕩。這樣，變壓器就會發(fā)出振動聲響。因此，必須 有最小負載電流，若負載不能保證不開路時，可在輸出端接入假負載電阻R。如圖 2-9 所示，最小負載電流消耗在此電阻 R 中。圖 2-9 防止間歇振蕩的電路主開關電路中還有保護開關晶體管 VT1的保護電路。 電源接通瞬間或輸出 短路時，光電耦合器停止工作， VT2為截止狀態(tài)。 為此，基極電流全部流經 VT1 的基極。當輸入電

34、壓較高時，基極電流與輸入電壓成比例增大，晶體管集電 極電流峰值也成比例增大。因整流平滑后的直流電壓變動范圍為105-195V，195V時的集電極電流峰值時 105 時的 2 倍。這樣，變壓器變成飽和狀態(tài)，或 破壞 VT1的安全工作區(qū)，于是就需要加過流保護電路，防止集電極電流增大。21圖 2-10 是幾種過流保護實例。最常用的是圖（ a）所示電路，采用專用 的過流保護晶體管。圖（ b）電路是用兩個二極管替代晶體管電路。圖（ c）是基極 VT2電流控制晶體管兼有保護電路功能圖 2-10 過電流保護電路實例此例中的過流保護電路如圖圖 2-11 過電流保護電路及其工作波形2-11 所示，當開關晶體管

35、VT1 的 集電極電流增加時，若過流檢測 電阻 R兩端電壓與 VT1的 Vbe 之和 接近 VT2的Vbe與VD2的正向壓降 VF 之和，則基極電流通過 VT2 分 流，從而減少 VT1 基極電流，因此， 限制了 VT1的集電極電流，到達保 護目的。22圖 2-12 吸收電路及其工作波形2-13 輸出整流波形及其工作波形吸收電路的等效電路與工作波形如圖 3-13 所示，二極管 VD1 導通期間，晶體管 VT1的集電極與發(fā)射極的電壓是輸入電壓 VIN和吸收電路中電容 CS充電電壓 VS 之 和。流經二極管 VD1 的電流 iS其峰值較大， 如圖中所示，但平均 電流小，選用 0.2A 電流二極管即

36、可，其 耐壓等于或大于 VCBO 。另外，由波形可知， 電路中 di d 較大，因此選用噪聲性良好的 二極管，圖 3-6 中的VD1選 FR，與其并聯(lián) 的電容改善了二極管噪聲特性。 圖23輸出整流濾波電路是由整流二極管、電解電容和扼流圈組成。流經二極 管的電流如圖 2-13 所示，它與開關晶體管集電極電流相反，線性下降。有效 電流為平均電流（輸出電流）的 1.4 1.6 倍。二極管上加的反向電壓為輸 出電壓的 2 3 倍。此例中采用 FD二極管。電壓檢測電路是 LED 光量隨輸出電壓的微小變化，從而控制輸出電壓， 使其穩(wěn)定的電路。當輸出電壓為 8V 以下時，檢測電路采用可變串聯(lián)穩(wěn)壓器， 如圖

37、2-15（a） 所示，輸出電壓 V0Vref 。當輸出電壓為 8V 以上時，采用0 1 R1R26.2V 穩(wěn)壓管和晶體管組合的電路 ， 如 圖 2-14 （ b ） 所 示 ， 輸 出 電 壓R1V0 6.9 1 1 。R2圖 2-14 電壓檢測電路24第三章 開關電源電路設計、開關電源設計步驟圖 3-1 所示是 RCC的設計程序，現(xiàn)按程序說明如下25圖 3-1 RCC 設計程序輸入電壓變化范圍：20%輸出電壓：DC15V輸出電壓變化范圍：1%輸出功率為；45WDC36V1 確定電源規(guī)格輸入電壓：2 確定占空比 D 和頻率 f設 D tonT 0.5設最低振蕩頻率 fmin 25KHZ 。低于

38、 25KHZ的頻率即為音頻域，回發(fā)出 刺耳的撥號音。而提供 fmin 就會增大開關損耗。RCC在輸出電流減小時頻率會增高，以致達 200KHZ以上。這樣就會因不 能配合開關晶體管的工作而致?lián)p耗增加。3. 輸入直流電壓 V1 的計算V1 =28.8V 43.2V4 一次電流的峰值 I1P 、圈數(shù)比 N和一次電感 L1的計算?，F(xiàn)以輸出電壓最低、輸出電流 I 01為過流保護設定點（ I 01的 120%）的情 況進行計算。 RCC在該點時 I1P最大，f 最小。設 Vf =0.55V， VL =0.35V，=0.94，由 V0 =15V得26V2=V0+ VL +Vf=15 + 0.55 + 0.3

39、5 = 15.9V）變壓器的輸出功率 P2因 15V輸出電流是過流檢測點，為 3A1.2 ，所以P2 = 15.9 3 1.2 = 57.24W）I 1P2 P2 TV1 Ton2 57.24 2 8.4628.8 0.94A）ON時TON 為：Ton T20 ( S)2f一次和二次（ 5V 線圈）圈數(shù)比 N為：N V2 15.9 0.552 V1 28.8一次線圈電感 L1 為：L1V1 Ton28.8 20 10 60.068I1p8.46mH)275磁芯的選用磁芯選用 EEC28L（TDK）圖 3-2 和圖 3-3 是磁芯和繞線管的示意圖6 匝數(shù) N1、N2 的確定二次線圈的匝數(shù) N2

40、為：N2N12I1P L(mH) 107S Bm10S：磁芯有效截面積 mm2Bm ：最大磁通密度 3000高斯N2N I1P L1S Bm1070.552 8.46 0.06881.4 3000107 13.01 14 （匝）一次線圈的匝數(shù) N1 為：N214N12 25.3 26 （匝）圖 3-2 磁芯示意圖1 N1 0.552圖 3-3 繞線管示意圖表 3-1磁芯尺寸（ mm）有效截面積為 81.4 mm2ABCFl28.5516.99.911.421.8表 3-2 饒線管尺寸（ mm）ABC20.912.322.4287. 變壓器的設計一定要檢驗線圈能否容入所選的磁芯。 因此要先計算出

41、通過線圈的電流。 電流在輸入電壓 V1最低和輸出電流 I 0最大時最大， 此時變壓器的輸出功率 P2 為：P2 =15.9 3=47.7 (W)I1PTonP2 T2 47.7 20.94 28.87.05(A)電流波形變化如圖 3-4 所示 I 1 有效值 I1rms1p2.88 (A)流入變壓器 15V線圈的電流 I2 的峰值 I2p可按下式從輸出電流 I0 求出圖 3-4 通過線圈的電流計算2p230.512(A)有效值為：2rmsI26P 4.9 (A)變壓器需要有供給晶體管 VT1 的基極電流 IB 的基極線圈，因此要算出該線圈的匝數(shù) NB如圖 3-5 ，即使輸入電壓 V1最低時，基

42、極電路電壓 VB也需 5.5V，因此 NB 為：圖 3-5 基極線圈的設計29NBVB N1 5.5 26V128.8 4.96 5 (匝)設 hfe 15，則晶體管 VT1基極電流 I B為：IBI1Phfe 71.055 0.47 (A)30 IB有效值 Ibrms I B 0.33 （A）2下面談談確定線圈用導線（漆包線）的線徑問題。 縮小導線線經無疑可嵌入繞組節(jié)距，但因線圈電阻部分發(fā)熱過大，可能 不合適。因此，作為確定導線線經的指標，就要考慮導線的電流密度 Id 。Id 導線的單位截面流過的電流（ A/ mm2 ）=I/SI ： 電流 S ： 截面積然而，確定 Id 不是容易的。變壓器

43、的溫度容許度數(shù)取決于磁芯的溫度特性和所用絕緣材料（繞線管和磁帶等）的最高使用溫度。 變壓器的環(huán)境溫度是氣溫加內部上升溫度，而內部上升溫度難以確切估 計（尤其是安裝密度過大時） ，電流密度（或線圈的損耗）和變壓器的溫升的 關系就更難成立。其中采用自然冷卻還是風扇冷卻就有很大差異。因困難很 大，所以要使用以往的經驗值。自然冷卻時 Id 以1.54A/ mm 2為宜，風扇冷卻以 3 6 A/ mm2為宜變壓器小時，最好選較大值，變壓器大時則要選較小值。 確定最佳磁芯和線圈時，只能通過實際工作測定變壓器的溫度。這里按 Id =4 A 進行設計以下談談確定線圈的導線尺寸（導線線經）問題 計算一次線圈所需

44、截面積 S I1rms 2.88 0.72mm2I d4導線便覽里截面積比 S 大的最細導線為 0.7mm，截面積為 0.3848 mm2， 一級漆包線的外徑為 0.776mm。其它線圈同樣，其導線確定結果如表 3-1 所示 同理，二次線圈采用三根并聯(lián)。表 3-1 線圈設計結果線圈次數(shù)I rms/A導線IdA/mm層數(shù)一2.880.70.7760.38483.72二7.90.70.7760.38484.21B0.330.40.4560.12572.6初級線 圈剩余注： 1. 使用一級漆包線。2一、二次線圈使用 1根要加粗，故分別用 2 根、三根并聯(lián)。3. 基極線圈的尺寸于一次同，減少了導線種類

45、。按所使用的磁性和饒線管計算線圈的繞組節(jié)距，由圖 3-6 可知高度為 22.4mm、厚度為 4.59mm。線圈的饒法會影響漏感（漏磁通）的變化，因此要使一次、二次線圈的 磁性耦合好。在安全上，確保一次、二次線圈的絕緣很重要，各國安全標準 對絕緣材料和絕緣距離也都有詳細規(guī)定。這里采用將一次線圈和線圈交替重 疊卷繞法以達到良好的磁性耦合。為符合 UL（美國） CSA（加拿大）標準，要31在繞線管兩端裝上 2mm的絕緣帶，以取沿面放電的最 短距離。因此，實際繞組節(jié)距的高度是 22.4-2=20mm。 在一次、二次間裝入 3 層絕緣膠帶，并規(guī)定一次和二 次間的耐壓為 1250V?，F(xiàn)計算繞組節(jié)距高 20

46、mm時，各 線圈層數(shù)。20 1 20r 0.7761 24.7匝)所以層數(shù)是：圖 3-6 繞組節(jié)距N124.71.05 2 （ 層）設線圈外形為 r ，則一次線圈繞一層的匝數(shù)為：因此，一次線圈為 2 層。因線圈第二層線圈減少，所以將基極線圈加入 該層空余部分。同理，二次線圈層數(shù)為一層。 最后，要檢驗線圈的厚度是否達到繞組節(jié)具的厚度 線圈的厚度 d 為：d r l dt 1.2r ：電線徑 l ：層數(shù) dt ：絕緣膠帶的厚度考慮到空余，將其按 1.2 倍處理。如果不考慮該空余率，線圈即使繞好 也會產生跟磁芯不符的問題，設絕緣膠帶的厚度為 0.05mm，總 15張從表 2-1 可得： 1.2=3.

47、52 4.45就要把磁芯改大再計算。如顯反之，在空余過大時，會造成d=( 0.776 2+0.776+0.05 15) 結果跟磁芯相符。此時如果跟磁芯不符， 得過緊時，也可考慮稍增大電流密度的方法。 磁芯過大，因而要減磁芯尺寸后再進行計算。32圖 3-7 所示為上述變壓器的設計程序圖 3-7 變壓器的設計程序8. 開關晶體管 VT1的選用 設計晶體管之前的變壓器時，要檢查一下已計算的參數(shù)的情況，并按 4 項設定的輸入電壓 V1 最低、 15 出電流為過流設定點輸出電流最大的調節(jié)進行 計算。因圈數(shù)比為：N N1 0.552N2所以可分別得：1P2 P2 N 1 2 57.24 V2 V10.94

48、0.55215.9281.8 8.46A)3328.8Ton I1P L1 8.46 0.068 10 19.9 （ s） V1L1 I 1p2 P20.068 10 3 8.462 0.94 39.9 （s）2 57.24因此：39.9 10 625.1 （ KHZ）TonT19.919.9 0.4939.9I1p L1 mhBm2107S mm2 N18.8416.40.20668 107 2718 （ 高斯）就輸入電壓 V1最高，輸出電流 I 0最大的情況加以計算 .這時可由 3 項得V1 43.2V。P2為：P2 V2 I 0 15.9 3 47.7 （W）I1pN12 47.7V2

49、V10.940.55215.92 P215.87（ A）43.2TonI1P L1V15.87 0.068 10 3 9.2443.2s）T L1 I1P2 P2320.068 10 3 5.872 0.942 47.723s）因此：341T9.24f143.3 KHZTon9.240.4TT23晶體管VT1的電壓Vce實際波形如圖 3-8 所示。從 Ton轉換到Toff 時，由于變壓器的漏磁通，致使一部分電量沒有從一次線圈傳輸?shù)蕉尉€圈，V1r 就是由這種電量導致的一種波形。因漏電感得計算有困難，故這里按下式進行設 計。N1.5 V2N因 2 28.8 V，所以確定 NV1r 0.5 V2

50、14.4 V1r N圖 3-9 復位電路和浪涌電壓保護電路圖 3-8 晶體管的 Vce圖 3-9 所示是一次線圈的復位電路和減振電路。在該設計例中設復 位電路中得 R2 為 33K，不過要邊觀察工作時的 Vce 波形而定，使 V1r 保持14.4V 左右。 V1s 表示由一次電路的電感成分產生的浪涌電壓。晶體管的兩端35裝有 C、 R，以控制峰值。該 C、R值可參考設計例采用嘗試法確定。VT1的集電極電壓的最高值是：Vcep V2 V1r V1s V1max 28.8 14.4 10 43.2 96.4 （ V） N集電極電流的峰值I cp I 1p 8.46 （A） 決定選用 2SC519A

51、型晶體管表 2-3 晶體管的特性2SC519A參數(shù)項目符號額定值單位極 限 參 數(shù)結溫TJ1500C集電極、發(fā)射極電壓VCEO110V集電極電流DCIC7A峰值I CPA電 熱 特 性直流電流放大系數(shù)hFE15集電極、發(fā)射極飽和電壓VCE sat2V基極飽和電壓VBE sat2.5V熱電阻Qic0CW存儲時間ts4.5s上升時間tr0.4s下降時間tf0.4s36下面計算晶體管的損耗：晶體管 VT1 的電流波形從 OFF轉移到 ON時，如圖 3-10 所示，就會有放電 電流通過緩沖器的電容器。該電流的峰值會按電容值變化， 這里設定為 Icp2。擴大這時的 Vce和I C ，即呈圖 3-11 （

52、a）的狀態(tài)。而從 ON到OFF轉移 時，即呈圖（ b）的狀態(tài)。設 tr tf 0.3 s，則ON時的損耗 Pr和OFF時的損耗on 時的損耗 Pr t f 11 soff 時的損耗 PfVcep I cp f 96.4 8.46 5.9 （W）f 6 cep cp T 623 s設VT1的飽和電壓 VCE（sat）1.5V , 則： Ton時損耗 Pon1IcpVCE satD 18.46 1.5 0.4 2.54 （W）on on2 cpCE sat 2 VT1 的損耗 Pq Pr Pf Pon 1.3 5.9 2.54 9.74 （W）9 輸出二極管 VD1 的選定37 V1max t r

53、 1 43.2 8.46 1 s 1.3 （W）r 6 1max 2 T 6 2 23 s通過二極的電流波形如同圖 3-4 的I 2 。但實際上一定要考慮 Toff 時反向漏 電流通過的問題。因 Toff 時的反向電壓 Vdr 為：Vdr V01 V1 N12所以其最大值 Vdr max V0 V1 N 15 43.2 0.552 38.38 （V） 按該電壓可使用肖特基勢壘二極管，選擇 F107 為確定散熱片的大小，要計算二極管的損耗，正向電流通過時的損耗Pf為：11PfI 2p Vf 1 min 12 0.58 1 0.4 2.088 W22根據(jù)管殼和散熱器間的熱電阻 RJ C 和 Pf

54、RJ C 3.3 2.008 6.89 0C設TJmax為 1000C ，在環(huán)境溫度為 600C ，所需散熱器熱電阻為：RfaTJ maxTJ CPf100 6.89 602.00815.9圖 3-12 輸出電容的紋波電流10. 確定輸出電容 C6通過電容 C6 的紋波電流 I c2 I2 I0 ，如圖 3-12 ，有效值 Ic2rm 在輸入電壓最低， 輸出電壓最大時最大。Ton I2p I2P I0 I0I 0I c2rm3 T 2 p 2P 0 0 T 03811 2 2 1 2 2= 0.5 122 12 3 32 32 32=4.9（ A）作為 15V輸出電容 C6選紋波電流大于 4.9A 的電容，可以幾個電容并聯(lián)。 僅