基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的研究

1、基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的研究檢測(cè)時(shí)間：2015-05-21 04:51:44本科畢業(yè)論文二 級(jí) 學(xué) 院機(jī)械與電子工程學(xué)院專(zhuān) 業(yè)電氣工程及其自動(dòng)化年 級(jí)2011 級(jí)學(xué) 號(hào) 學(xué) 生 姓 名 指 導(dǎo) 教 師 職 稱(chēng)碩士研究生完 成 時(shí) 間2015年04月25日 目 錄TOC o 1-3 h u摘 要 1引 言 21 逆變器并聯(lián)運(yùn)行原理及功率運(yùn)算方式的選擇 21.1 逆變器并聯(lián)運(yùn)行原理 21.2 功率運(yùn)算方式的選擇 42 逆變電源多模塊并聯(lián)控制方法及選擇 72.1 逆變電源并聯(lián)方案 72.2 逆變電源并聯(lián)方案的選擇 113 并聯(lián)系統(tǒng)的運(yùn)行特性分析 113.1 并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流特性 113.2 逆變

2、電源并聯(lián)系統(tǒng)的功率特性 133.3 并聯(lián)系統(tǒng)的電壓閉環(huán)特性 154 功率均衡控制理論 164.1 功率均衡控制實(shí)現(xiàn)并聯(lián)的原理 164.2 分散邏輯的均衡控制 175 基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)分析和設(shè)計(jì) 185.1 單逆變電源模塊分析與硬件設(shè)計(jì) 185.2 控制部分的電路設(shè)計(jì)和分析 205.3 模塊間并聯(lián)控制部分的設(shè)計(jì) 215.4 控制算法說(shuō)明 245.5 并聯(lián)系統(tǒng)的同步控制 265.6 主程序設(shè)計(jì) 275.7 并聯(lián)系統(tǒng)的仿真 296 總結(jié) 32參考文獻(xiàn) 33Abstract 34致 謝 35基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的研究 作 者 蘇 勝指導(dǎo)教師 朱思思摘 要：近年來(lái)隨著電力行業(yè)的發(fā)展，

3、電能需求不斷增加，對(duì)電力轉(zhuǎn)換裝置的容量、可靠性、靈活性要求越來(lái)越高，電力電子技術(shù)的相關(guān)理論不斷深入發(fā)展使需求成為可能。本文介紹了一種基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的數(shù)字化控制技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法。逆變電源并聯(lián)技術(shù)通過(guò)DSP數(shù)字化控制可以使系統(tǒng)更加小型化，容量擴(kuò)大化，可靠性高，組裝靈活。文中首先對(duì)逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)原理進(jìn)行介紹，通過(guò)比較選擇系統(tǒng)控制方式，進(jìn)而分析了逆變電源模塊并聯(lián)的過(guò)程中環(huán)流的成因，通過(guò)對(duì)環(huán)流的認(rèn)知，針對(duì)其進(jìn)行抑制。文中控制的部分主要利用DSP的優(yōu)越性，以其為中樞，對(duì)并聯(lián)系統(tǒng)的相關(guān)參數(shù)進(jìn)行測(cè)量，并對(duì)采樣參數(shù)進(jìn)行運(yùn)算分析，發(fā)出調(diào)節(jié)、控制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)功率均衡分配，實(shí)現(xiàn)減少電源的無(wú)功損耗的目的。

4、關(guān)鍵詞：DSP；逆變電源；并聯(lián)系統(tǒng)；功率損耗引 言 在傳統(tǒng)的逆變器并聯(lián)系統(tǒng)中存在較多的不足，在控制方面多采用模擬控制技術(shù)，由于控制部分電路較為復(fù)雜，使用的元器件多，導(dǎo)致電源的體積大，功率損耗增加，元件容易老化，可靠性較低；并聯(lián)的逆變器特性難統(tǒng)一，容易產(chǎn)生環(huán)流，為抑制環(huán)流增大電感降低了逆變電源的輸出精度；硬件電路設(shè)計(jì)調(diào)整僵硬，無(wú)法靈活組裝。近年來(lái)，由于DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)具有運(yùn)算能力強(qiáng)、編程靈活、功率損耗低、通信能力強(qiáng)等特點(diǎn)，被廣泛的運(yùn)用到多種行業(yè)。隨著自動(dòng)化生產(chǎn)的普及，精細(xì)化加工程度高，對(duì)電源系統(tǒng)的供電要求也有所提高。電源系統(tǒng)并聯(lián)技術(shù)主要解決模塊化逆變電源的并聯(lián)運(yùn)行中存在的問(wèn)題，使并聯(lián)順利

5、進(jìn)行。通過(guò)并聯(lián)技術(shù)，當(dāng)負(fù)載變動(dòng)需要擴(kuò)大電源容量時(shí)，可以靈活的增加逆變模塊達(dá)到擴(kuò)容的目的，而且在電源系統(tǒng)需要維護(hù)時(shí)，也方便簡(jiǎn)單。正是由于其優(yōu)越的性能，使其能廣泛的運(yùn)用的各個(gè)領(lǐng)域。由于模塊化設(shè)計(jì)有易于系統(tǒng)重組和靈活性高等優(yōu)點(diǎn)，因此，并聯(lián)結(jié)構(gòu)適合采用模塊化設(shè)計(jì)。為改善各個(gè)逆變器模塊的均流效果，各國(guó)學(xué)者提出了雙環(huán)控制策略。國(guó)內(nèi)外比較主流的有主從控制結(jié)構(gòu)（MSCmasterslave control）,基于功率均分的逆變電源并聯(lián)控制策略、基于分散邏輯控制的改進(jìn)型逆變電源并聯(lián)均流控制策略。1 逆變器并聯(lián)運(yùn)行原理及功率運(yùn)算方式的選擇1.1 逆變器并聯(lián)運(yùn)行原理逆變器并聯(lián)顧名思義就是多個(gè)逆變器一起并聯(lián)運(yùn)行，通過(guò)

6、并聯(lián)達(dá)到擴(kuò)容的目的,順利并聯(lián)的條件是各逆變單元輸出電壓同頻、同相、同幅值。當(dāng)各逆變模塊并聯(lián)運(yùn)行處于理想的工作狀態(tài)時(shí)，能均衡分配各個(gè)逆變模塊之間的負(fù)載電流和功率。然而，在逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，不同逆變模塊間不可避免的受到電路參數(shù)差異、電壓瞬時(shí)值不相等、負(fù)載變換等諸多因素的干擾，在電路中產(chǎn)生電壓差，系統(tǒng)中生成環(huán)流，對(duì)相關(guān)功率器件及輸出濾波器造成一定的破壞，情況嚴(yán)重時(shí)甚至燒毀逆變器。因此必須解決各并聯(lián)模塊輸出電壓的同步與均流控制問(wèn)題。理論分析表明1：當(dāng)輸出電壓和輸出阻抗一定時(shí)，如果模塊間的輸出電壓存在相位差，則會(huì)引起有功功率的不均衡，對(duì)此可知，主要的控制對(duì)象是逆變器輸出電壓的相位和幅值。以

7、下簡(jiǎn)明分析一下兩臺(tái)逆變模塊并聯(lián)運(yùn)行情況。 圖1 逆變電源的等效電路 其中：，代表兩個(gè)逆變電源的輸出PWM波形的基波電壓；而、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 分別代表兩個(gè)逆變電源的輸出濾波器；Z為公共負(fù)載。根據(jù)參考文獻(xiàn)列出以下電路基本方程： （1-1）當(dāng)=C， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT = EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT =L時(shí)，式(1-1)可簡(jiǎn)化為： (1-2)由此推出：(1-3)由以上三個(gè)方程可以解

8、得： (1-4) 由式1-4可以看出，, EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 由兩部分電流組成，一部分為負(fù)載電流量，一部分為環(huán)流分量。負(fù)載電流分量總是平衡的(在輸出濾波器相同時(shí))，但環(huán)流分量的存在使各逆變器輸出的總電流不相同。 當(dāng)， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 同相時(shí)，電壓高的環(huán)流分量是容性，電壓低的環(huán)流分量是感性。 當(dāng)， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 幅值相等時(shí)，相位超前者環(huán)流分量為正有功分量(輸出有功)；相位滯后的環(huán)流分量為負(fù)有有功分量(吸收有功)。 在， EMBED Equ

9、ation.KSEE3 * MERGEFORMAT 即不同相又不相等時(shí)，環(huán)流分量既有無(wú)功部分，又有有功部分。 通過(guò)以上論述可知，為保證逆變電源順利并聯(lián)，則需注意一下幾點(diǎn)2：(1)并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，各逆變模塊電壓保持同步，才能使逆變模塊輸出的有功相等。(2)并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，當(dāng)各逆變模塊輸出電壓只有幅值不相同時(shí)，逆變模塊將輸出含有無(wú)功環(huán)流分量的電流，逆變模塊工作出現(xiàn)異常。(3)在逆變電源中輸出正弦交流電壓和電流，實(shí)時(shí)控制逆變電源均流較為困難。1.2 功率運(yùn)算方式的選擇在系統(tǒng)中，各模塊收集到的各種數(shù)據(jù)需要經(jīng)過(guò)一定的公式計(jì)算才輸送出結(jié)果，而關(guān)于交流采樣以及相關(guān)數(shù)據(jù)的計(jì)算有的常見(jiàn)算法：積分和法和離散傅立葉變換法。

10、由于控制要求精準(zhǔn)，需要選取適合的計(jì)算方法提高系統(tǒng)性能。1.2.1 積分和法 在電壓、電流的正弦波信號(hào)的每個(gè)周期T采樣N點(diǎn)，得到采樣序列、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，則通過(guò)計(jì)算公式可求出有效電壓和有效電流電流。 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT (1-5)關(guān)于功率的計(jì)算：有功功率：視在功率：無(wú)功功率： 對(duì)于積分和法，為提高運(yùn)算精度，可以在不影響芯片運(yùn)算的基礎(chǔ)上增加采樣點(diǎn)，通常設(shè)置幾百個(gè)采樣點(diǎn)。在系統(tǒng)中，由于電力信號(hào)不斷波動(dòng)，同時(shí)可能存在基波、諧波等干擾因素，同步采樣較為困難，從而帶來(lái)非同步誤差，使測(cè)量精度下降。下式

11、是非同步誤差模型： (1-6)由(1-6)可以看出非同步采樣誤差與失步度和計(jì)算首點(diǎn)有關(guān)，失步度越大誤差越大，為提高運(yùn)算精度，要減小失步度 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，同時(shí)使計(jì)算首點(diǎn) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 近似有效值Y時(shí)，可得到較小非同步采樣誤差。由于積分和法具有實(shí)時(shí)性強(qiáng)，算法簡(jiǎn)單，能夠計(jì)及信號(hào)中高次諧波的影響等，在某些系統(tǒng)不需要測(cè)量基波和各次諧波參數(shù)值的情況下，可以選用此算法。1.2.2 離散傅立葉變換算法在一些對(duì)采樣要求比較高的場(chǎng)合，隨著先到電子技術(shù)發(fā)展，特別是DSP技術(shù)的廣泛應(yīng)用，應(yīng)用離算傅立葉變換

12、法進(jìn)行交流采樣計(jì)算，相比積分和法的優(yōu)勢(shì)越來(lái)越明顯。首先說(shuō)明FFT計(jì)算結(jié)果的物理意義：交流電的周期作為采樣周期，以為例，頻率的分辨率，采樣頻率 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，譜的分析范圍為 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，由FFT運(yùn)算后的計(jì)算結(jié)果，為原始模擬信號(hào)頻譜的每個(gè)50Hz的等間隔采樣，即X(0)、X(1)、X(N)依次代表：直流分量，基波分量，(N/2-1)次諧波分量。設(shè)對(duì)每周期的均勻同步采樣N點(diǎn)，得到序列對(duì) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 作FFT變換。 (1-7)由

13、于 (1-8)積分離散得 (1-9)由式(5-3)(5-4)和(5-5)得出 (1-10)第k次諧波電壓的有效值和相角 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為 (1-11)電壓的有效值、電流有效值 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 分別為 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT (1-12)同理，對(duì)于有功功率若將v(t)、i(t)分別用傅立葉級(jí)數(shù)表示再展開(kāi)，并由正弦函數(shù)的正交性，可得： (1-13)離散傅立葉算法具有具有計(jì)算能力強(qiáng)、濾波能力強(qiáng)等有點(diǎn)。主要體現(xiàn)當(dāng)系統(tǒng)收集到各次諧波的參數(shù)值時(shí)可以通過(guò)

14、分析計(jì)算，得到各次諧波分量，進(jìn)而求出總的電參數(shù)；由于其良好的濾波能力，不需加裝濾波原件，從而減少了前向通道誤差和系統(tǒng)成本，用于對(duì)諧波分析比較合適。不足的地方是其算法復(fù)雜，運(yùn)算量大，計(jì)算花費(fèi)的時(shí)間高于積分和法。傅立葉算法周期采樣點(diǎn)數(shù)一般為32點(diǎn)、64點(diǎn)或128點(diǎn)，當(dāng)系統(tǒng)受到擾動(dòng)使輸出波形畸變嚴(yán)重時(shí)就可能產(chǎn)生較大誤差。本系統(tǒng)中考慮到實(shí)時(shí)性要求較高，積分法算法簡(jiǎn)單，系統(tǒng)采用了積分法進(jìn)行了交流采樣。離散傅立葉變換可以較好地濾除采樣信號(hào)中的一些高次諧波干擾，可用于諧波分析。兩種算法相互補(bǔ)充，進(jìn)一步提高系統(tǒng)的性能。2 逆變電源多模塊并聯(lián)控制方法及選擇本文分別對(duì)集中控制、主從控制、分散邏輯控制和無(wú)互連線(xiàn)獨(dú)立

15、控制等四種控制策略3進(jìn)行介紹。2.1 逆變電源并聯(lián)方案 (1)集中控制方式集中控制方式主要分為公共的同步模塊、均流模塊和鎖相環(huán)電路模塊。公共的同步模塊類(lèi)似于將軍，對(duì)各并聯(lián)模塊發(fā)號(hào)施令(同步信號(hào))，鎖相環(huán)電路模塊用來(lái)保證其輸出電壓參數(shù)與同步信號(hào)同步，公共均流模塊將檢測(cè)出的控制系統(tǒng)的總負(fù)載電流，得到(為系統(tǒng)中并聯(lián)逆變模塊的個(gè)數(shù))，并將作為各臺(tái)逆變電源模塊的電流基準(zhǔn)值， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 將與各逆變電源模塊檢測(cè)自身的實(shí)際輸出電流 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 相互比較其電流求出電流偏差 EMBED Equat

16、ion.KSEE3 * MERGEFORMAT 。通過(guò)模塊中的鎖相環(huán)減小模塊間的輸出電壓相位差，當(dāng)其差值小于一定時(shí)，可以認(rèn)為各單元的偏差是因?yàn)楦髂K輸出的電壓幅值的不相同導(dǎo)致的，系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程中為消除電流的不平衡，可以直接把電流偏差 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 作為電壓指令的補(bǔ)償量發(fā)送到各逆變模塊中。集中控制的框圖如圖2所示及分析可知集中控制方式的優(yōu)勢(shì)在于結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單，均流效果較好，劣勢(shì)在于當(dāng)公共控制電路異常時(shí)，電路無(wú)法正常工作，可靠性低。圖2 集中控制系統(tǒng)框圖 (2)主從控制方式主從控制方式顧名思義，由一個(gè)主模塊控制多個(gè)從模塊,主從模塊的配置是相同的，

17、都有有獨(dú)立的控制器，主模塊出現(xiàn)異常，從模塊也有成為主模塊的可能。如下圖7所示，其工作方式為主模塊控制作為中樞，支配整個(gè)并聯(lián)系統(tǒng)的輸出控制信息，從模塊接收信息對(duì)輸出電流進(jìn)行控制來(lái)使負(fù)載均分。逆變器的檢測(cè)模塊信息來(lái)源于負(fù)載電流作為參考電流，同時(shí)給從模塊發(fā)出指令。因?yàn)閺哪K的輸出電流接收負(fù)載電流反饋信息，其輸出電壓頻率與負(fù)載電流相同，因此系統(tǒng)的同步控制不需要通過(guò)鎖相環(huán)電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，具有較快的響應(yīng)速度。從圖3中可以看出其優(yōu)點(diǎn)是系統(tǒng)穩(wěn)定性好，易于擴(kuò)展電源容量，能實(shí)現(xiàn)很好的負(fù)載均流，缺點(diǎn)也明顯當(dāng)主模塊一旦出現(xiàn)異常，從模塊將不能正常工作，系統(tǒng)沒(méi)有實(shí)現(xiàn)冗余，可靠性低。圖4是脫胎于上一種主從控制，是一種分散邏輯的

18、主從控制方式，每個(gè)模塊都有電壓調(diào)節(jié)器，任一電源模塊都可充當(dāng)主模塊，其主從切換方式主要是由可控開(kāi)關(guān)的通斷決定，而可控開(kāi)關(guān)可以通過(guò)直接選擇或軟件設(shè)置控制其通斷。當(dāng)主模塊退出運(yùn)行，在從模塊中選出主模塊，系統(tǒng)仍能繼續(xù)運(yùn)行，使系統(tǒng)的可靠性得到加強(qiáng)。但當(dāng)并聯(lián)控制電路不能正常工作，將會(huì)影響逆變電源系統(tǒng)的運(yùn)行，可靠性仍有不足。圖3 主從控制逆變器并聯(lián)系統(tǒng)框圖圖4 主從控制逆變器并聯(lián)系統(tǒng)框圖 (3)分散邏輯控制方式與上述兩種控制方式不同，分散邏輯并聯(lián)系統(tǒng)中的電源模塊都能獨(dú)立運(yùn)行，是一個(gè)有聯(lián)系的獨(dú)立個(gè)體，其聯(lián)系方式主要通過(guò)互連線(xiàn)進(jìn)行信息傳達(dá)，地位平等。其工作機(jī)理是各逆變電源通過(guò)對(duì)本電源輸出參數(shù)的測(cè)量，計(jì)算出自身輸

19、出的無(wú)功功率和有功功率，在此之后內(nèi)部控制器將計(jì)算出的無(wú)功傳輸給公共母線(xiàn)，通過(guò)一定分析得出結(jié)果，再將結(jié)果反饋到各模塊并將其作為模塊的無(wú)功基準(zhǔn)Q。同理可得，各模塊可獲得同步基準(zhǔn)信號(hào)W。各逆變模塊通過(guò)反饋的數(shù)據(jù)對(duì)模塊輸出的電壓進(jìn)行同步控制，從而使得模塊對(duì)的無(wú)功功率和有功功率的均衡控制順利完成。因各模塊的工作運(yùn)行都較為獨(dú)立的個(gè)體，當(dāng)系統(tǒng)中單個(gè)模塊由于故障失效后退出運(yùn)行，對(duì)其它模塊影響不的，運(yùn)行工作正常。通過(guò)分散邏輯控制的運(yùn)行機(jī)制可以了解單模塊工作的獨(dú)立性，避免了單點(diǎn)故障影響到面的問(wèn)題，并聯(lián)系統(tǒng)的可靠性得到提升。由圖5可知，分散邏輯控制中用兩個(gè)互連線(xiàn)對(duì)各電源模塊彼此連接，進(jìn)行模塊間的信息傳輸，但兩個(gè)互聯(lián)

20、現(xiàn)傳輸?shù)膬?nèi)容不一樣。一個(gè)傳遞公共電壓基準(zhǔn)信號(hào)并通過(guò)模塊中的鎖相環(huán)使模塊輸出電壓的相位、頻率同步；另一個(gè)傳遞平均反饋電流信號(hào)并同時(shí)將其作為模塊參考信息與輸出電流比較，通過(guò)運(yùn)算控制分配，達(dá)到均流的目的。各模塊通過(guò)分散邏輯控制方式，使系統(tǒng)的可靠性得到提高，符合當(dāng)下主流的均流控制。分散邏輯控制系統(tǒng)解決了傳統(tǒng)控制系統(tǒng)的可靠性和靈活性等問(wèn)題。圖5 分散邏輯控制原理圖 (4)無(wú)互連線(xiàn)并聯(lián)控制方式相對(duì)于傳統(tǒng)的控制方式而言，無(wú)互連線(xiàn)并聯(lián)控制方式并聯(lián)模塊間互連線(xiàn)的數(shù)目有所減少，逆變模塊只有輸出負(fù)載線(xiàn)互聯(lián)。由于互聯(lián)線(xiàn)減少，無(wú)互連線(xiàn)并聯(lián)控制系統(tǒng)具有了低干擾、高冗余度、高可靠性、并聯(lián)方式簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，也是近年來(lái)也是研究的

21、主要方向。這種并聯(lián)控制方式的工作原理是基于逆變器輸出的外特性下垂特性，利用逆變器輸出的軟特性，各模塊以自身的有功和無(wú)功功率為依據(jù)，通過(guò)無(wú)線(xiàn)通訊傳送信息，調(diào)整自身輸出電壓的頻率(相位)和幅值來(lái)實(shí)現(xiàn)負(fù)載均分。但是由于其均流控制策略較為復(fù)雜，當(dāng)出現(xiàn)較大擾動(dòng)時(shí)，均流控制不理想，所以未能廣泛應(yīng)用。2.2 逆變電源并聯(lián)方案的選擇 上文對(duì)四種逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的控制方式進(jìn)行了介紹，了解了四種控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，本文基于電源系統(tǒng)的可靠性、可行性等方面考慮對(duì)控制方式進(jìn)行選擇。其中集中控制方式和主從控制方式都是基于中央控制理論設(shè)計(jì)的，存在單點(diǎn)故障的問(wèn)題，可靠性相對(duì)于分散邏輯控制方式較低。無(wú)互連線(xiàn)控制方式在多方面優(yōu)勢(shì)較

22、為明顯，但在實(shí)際運(yùn)用上還存在一定的差距，無(wú)互連線(xiàn)控制實(shí)用化是未來(lái)逆變電源并聯(lián)控制系統(tǒng)發(fā)展的主要方向。綜上所述，本文將采用分散邏輯控制方式控制電源系統(tǒng)。3 并聯(lián)系統(tǒng)的運(yùn)行特性分析3.1 并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流特性在逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)中，各模塊的輸出環(huán)境不同，導(dǎo)致自身的輸出特性不同，在并聯(lián)時(shí)會(huì)出現(xiàn)環(huán)流現(xiàn)象。為直觀(guān)明了的進(jìn)行分析，設(shè)兩臺(tái)容量相同的逆變電源并聯(lián)供電，在不考慮波形畸變的影響情況下，它們的靜態(tài)輸出電壓， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為標(biāo)準(zhǔn)正弦，分析圖6可知： 圖6 逆變電源并聯(lián)等效電路 (3-1) 即 (3-2) 定義環(huán)流 (3-3) 若且 EMBED Eq

23、uation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，則式(3-2)可化簡(jiǎn)為 (3-4) 又由式(3-1)和式(3-3)可得環(huán)流為 (3-5) 又由于 (3-6) 由式(3-5)和(3-6)可知 (3-7)由式(3-4)和式(3-5)可以看出，如果兩臺(tái)逆變電源輸出電壓矢量和的相位、幅值不相同時(shí)，因?yàn)閮H為線(xiàn)路阻抗的 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 較小時(shí)，則在各電源的輸出端將形成較大的電流，該電流大部分在電源之間形成環(huán)流，其大小與負(fù)載無(wú)關(guān)。圖7并聯(lián)電壓電流矢量圖其中為負(fù)載的功率因數(shù)角，、為，與 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFOR

24、MAT 的相位差，則 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 間相位差為 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 。由矢量圖7可以看出，當(dāng)和幅值不等或存在相位差時(shí)都會(huì)產(chǎn)生電壓差，在分析中不妨取V=220V，f=50Hz，R=5（純阻性），r=0.01，則由 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 幅值或相位差異形成的電壓差 EMBED Equation.KSE

25、E3 * MERGEFORMAT 與各逆變電源輸出電流及形成環(huán)流之間的關(guān)系如下：(1)在負(fù)載電流一定的情況下，環(huán)流及各逆變電源輸出電流幅值隨相位差的增大非線(xiàn)性上升。(2)變電源輸出電流的相位也隨著的變化大幅度變化，從而使得兩逆變電源的輸出等效負(fù)載呈現(xiàn)為容性或感性，且功率因數(shù)很低。(3)兩逆變模塊并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，各模塊輸出電流包含了兩個(gè)部分，一部分為供給負(fù)載的電流，另一部分為相互間的環(huán)流，而環(huán)流的相位及幅值僅由決定，與公共負(fù)載的大小無(wú)關(guān)。環(huán)流的大小與相位也形成了各逆變電源之間的輸出功率差異，以逆變電源1為例：環(huán)流可看作兩個(gè)相互垂直的電流矢量的合成。其中與 EMBED Equation.KSEE3 *

26、 MERGEFORMAT 同向的分量在線(xiàn)路阻抗，功率管壓降，電感內(nèi)阻上消耗了有功功率，而與 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 垂直的分量則以無(wú)功功率的形式在電源模塊間傳送，導(dǎo)致電源模塊中的功率器件及輸出濾波器等的電應(yīng)力加大，當(dāng) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 垂直的分量增大到一定程度時(shí)會(huì)使逆變電源工作出現(xiàn)異常。由于環(huán)流的對(duì)并聯(lián)模塊的危害較大，必須對(duì)其進(jìn)行抑制，而均流控制策略能對(duì)環(huán)流進(jìn)行有效抑制，可以采用。3.2 逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)的功率特性圖8 逆變電源并聯(lián)工作系統(tǒng)示意圖 一般在各模塊與電網(wǎng)總線(xiàn)間有一定的線(xiàn)路阻抗Z在實(shí)際電

27、路系統(tǒng)中，由于線(xiàn)路電感L小于，而線(xiàn)路電阻r=0.018l/s(l,s分別為導(dǎo)線(xiàn)的長(zhǎng)度和截面積)。顯然，由此可見(jiàn)各模塊與電網(wǎng)間的線(xiàn)路阻抗 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 多呈現(xiàn)為阻性，運(yùn)行系統(tǒng)中，不能隨意的使用電感取代。正常狀況下電網(wǎng)系統(tǒng)主要由常規(guī)的同步發(fā)電機(jī)構(gòu)成，在運(yùn)行方式與逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)相比有諸多不同的地方，分別為4：(1)在電網(wǎng)運(yùn)行的過(guò)程中同步發(fā)電機(jī)的輸出阻抗遠(yuǎn)高于并聯(lián)的逆變電源輸出阻抗，所以電網(wǎng)功率輸出由于下垂特性而自動(dòng)進(jìn)行均流。(2)在同步發(fā)電機(jī)與逆變器相比較其在輸出功率時(shí)有降低電機(jī)轉(zhuǎn)速的趨向，而逆變器則不能。(3)在電力系統(tǒng)中，同步發(fā)電機(jī)一般通

28、過(guò)勵(lì)磁電流來(lái)控制發(fā)電機(jī)的運(yùn)轉(zhuǎn)，在控制調(diào)節(jié)的過(guò)程較慢，傳遞數(shù)據(jù)的能力低，逆變模塊與之相比數(shù)據(jù)傳送能力較強(qiáng)。(4)同步發(fā)電機(jī)的連接電纜多呈現(xiàn)為感性，而并聯(lián)逆變電源系統(tǒng)中的互聯(lián)線(xiàn)多呈現(xiàn)為阻性。以下以?xún)膳_(tái)逆變電源模塊向同一負(fù)載供電為例如圖9所示進(jìn)行分析，其中X為線(xiàn)路阻抗，為并聯(lián)電網(wǎng)電壓。圖9 逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)逆變器1供給負(fù)載復(fù)功率為： （3-8)輸出電流為 (3-9)故 (3-10)由此可得出輸出有功功率和無(wú)功功率分別為： (3-11)由于一般逆變器輸出電壓和系統(tǒng)電壓間的相位差很小，即 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 且令 EMBED Equation.KSEE3

29、 * MERGEFORMAT ，則： (3-12)令，則同理逆變器2的輸出功率為 （3-13）由式(3-12)和(3-13)可以看出逆變電源的輸出有功主要取決于功率角和 ，而輸出無(wú)功功率則主要取決于輸出電壓幅值(,)，因此，可以改變逆變電源的輸出電壓幅值或振幅( EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT , EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT )來(lái)控制無(wú)功功率，由改變相位差( EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT , EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT )來(lái)控制有功功

30、率。3.3 并聯(lián)系統(tǒng)的電壓閉環(huán)特性在系統(tǒng)運(yùn)行的過(guò)程中，各模塊的輸出電壓呈動(dòng)態(tài)變動(dòng)，假設(shè)具備在穩(wěn)態(tài)時(shí)電壓同步，但在系統(tǒng)運(yùn)行的過(guò)程中，受到電路中的參數(shù)改變、負(fù)載變化而形成的擾動(dòng)等因素的影響，也不可能有同步的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程，于是將會(huì)產(chǎn)生瞬時(shí)的電壓差導(dǎo)致環(huán)流形成。與開(kāi)環(huán)控制不同，閉環(huán)控制可以減少環(huán)流的產(chǎn)生，在系統(tǒng)運(yùn)行的過(guò)程中，控制器通過(guò)閉環(huán)控制技術(shù)可以及時(shí)的通過(guò)輸出電壓的反饋情況對(duì)輸出電壓進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)整。不足在于，在并聯(lián)系統(tǒng)中，各模塊的輸出特性不同，容易產(chǎn)生環(huán)流，同時(shí)在運(yùn)行過(guò)程中各逆變控制器的檢測(cè)模塊可能將并聯(lián)電網(wǎng)電壓當(dāng)成該逆變器的輸出電壓，當(dāng)電網(wǎng)中的無(wú)功功率不足導(dǎo)致電網(wǎng)的電壓下降時(shí)，模塊中的控制器錯(cuò)誤地

31、接收到本模塊的輸出電壓下降，通過(guò)信息反饋控制器會(huì)錯(cuò)誤地加大控制量，致使逆變器提高輸出電壓，逆變器的電壓提高與并聯(lián)電網(wǎng)間的電壓下降兩相比較，差距加大，運(yùn)行時(shí)造成的環(huán)流遠(yuǎn)大于開(kāi)環(huán)控制。同理在電網(wǎng)的運(yùn)行過(guò)程中電壓升高時(shí)，并聯(lián)模塊也會(huì)接收到錯(cuò)誤的信息發(fā)出錯(cuò)誤的指令。4 功率均衡控制理論4.1 功率均衡控制實(shí)現(xiàn)并聯(lián)的原理電源并聯(lián)可分為直流電源并聯(lián)和逆變電源并聯(lián)。其中直流電源并聯(lián)較為簡(jiǎn)單，電源輸出的波形較為穩(wěn)定，容易易控制。而逆變電源并聯(lián)較為困難，其電源的輸出波形是動(dòng)態(tài)的，容易受外界因素的影響，當(dāng)輸出的正弦波在并聯(lián)時(shí)可能出現(xiàn)幅值、相位、頻率不同步的情況進(jìn)而引起不同的環(huán)流產(chǎn)生。在系統(tǒng)中只存在相位差時(shí)，各模塊

32、間的產(chǎn)生的環(huán)流大部分為有功環(huán)流，也使部分模塊處于整流狀態(tài)；只存在幅值差時(shí)，會(huì)使系統(tǒng)的無(wú)功功率失衡，出現(xiàn)有的模塊吸收無(wú)功，有的模塊發(fā)出無(wú)功；當(dāng)各模塊的輸出電壓同步時(shí)，模塊輸出的諧波含量也會(huì)是一個(gè)環(huán)流產(chǎn)生的影響因素，諧波含量差大，則會(huì)產(chǎn)生諧波環(huán)流。以上分析可知，逆變電源并聯(lián)的影響因素較多，既要控制輸出電壓同步又要抑制諧波產(chǎn)生。為使并聯(lián)模塊順利，須保證各模塊瞬態(tài)達(dá)到輸出電壓的頻率和相位同步，輸出電壓和電流平衡。分析其功率特性得： (4-1)當(dāng)輸出電壓一定時(shí)； EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為功率系數(shù)。在并聯(lián)系統(tǒng)運(yùn)行過(guò)程中，負(fù)荷量呈動(dòng)態(tài)變化，處于未知狀態(tài)，在實(shí)際

33、操作中，分配模塊電源輸出有功功率如果采用負(fù)載端電壓作為參考量容易出錯(cuò)。通過(guò)并聯(lián)下垂法可以分析，由于模塊輸出的有功功率和無(wú)功功率的變化與電壓的相位和幅值有關(guān)，其中有功變化主要受相位影響較大，無(wú)功變化受幅值影響較大,可得： (4-2)在公式中表示第i個(gè)模塊的頻差，表示第i個(gè)模塊的幅值差；表示第i個(gè)模塊的空載輸出電壓頻率， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 表示第i個(gè)模塊的空載輸出電壓幅值， EMBED Equation.KSEE * MERGEFORMAT 表示第i個(gè)模塊的的頻率衰減系數(shù)， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 表

34、示第i個(gè)模塊的幅值衰減系數(shù)。由式(4-2)可知有功功率變化會(huì)影響頻率變化，在調(diào)節(jié)有功時(shí)可將有功功率作為參數(shù)對(duì)輸出頻率作相應(yīng)的調(diào)整。同理得，單個(gè)模塊電源輸出的無(wú)功功率與電壓幅值調(diào)節(jié)關(guān)系如下：；其中， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為無(wú)功功率系數(shù)， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為常量。由此可見(jiàn)，模塊電源輸出的無(wú)功功率調(diào)節(jié)，可將無(wú)功功率作為參數(shù)對(duì)輸出電壓作相應(yīng)的調(diào)整和控制。由此可見(jiàn)：為滿(mǎn)足系統(tǒng)并聯(lián)，利用有功和無(wú)功功率偏差作為參考量的功率均衡并聯(lián)原理，讓并聯(lián)的各逆變電源模塊保持輸出功率均衡。4.2 分散邏輯的均衡控制從前

35、文均衡控制理論可知，在分散邏輯控制中，模塊輸出的有功與電壓相位有關(guān)，無(wú)功功率與電壓幅值有關(guān)，因此可由輸出無(wú)功功率基準(zhǔn)和有功功率基準(zhǔn)分別得到電壓幅值參考信號(hào)和電壓相位參考信號(hào)，電壓頻率參考信號(hào)是多模塊互相跟蹤得到的頻率基準(zhǔn)信號(hào) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 。圖10 分散邏輯并聯(lián)系統(tǒng)單模塊控制框圖如圖10所示在并聯(lián)運(yùn)行過(guò)程中，單個(gè)逆變電源的檢測(cè)模塊檢測(cè)出自身輸出的電壓和電流，通過(guò)計(jì)算和邏輯判斷得到本模塊的、并將其送入公共母線(xiàn)、，同時(shí)信號(hào)綜合接收其他電源模塊相應(yīng)的、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 信息，通過(guò)與本模塊的

36、EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 進(jìn)行比較得到無(wú)功功率基準(zhǔn) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 、有功功率基準(zhǔn) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 、頻率基準(zhǔn) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，對(duì)本模塊進(jìn)行調(diào)節(jié)控制。5 基于DSP的逆變電源并聯(lián)系統(tǒng)分析和設(shè)計(jì)5.1 單逆變電源模塊分析與硬件設(shè)計(jì)在并聯(lián)式分布電源

37、系統(tǒng)中，首先必須盡量保證模塊間的一致性：通過(guò)高平軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的運(yùn)用，改進(jìn)逆變器電路結(jié)構(gòu)，使每個(gè)逆變電源模塊5有良好的負(fù)載特性和穩(wěn)定性，滿(mǎn)足客觀(guān)需求。高頻脈沖直流環(huán)節(jié)逆變器6是基于諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的原理提出的一種新的結(jié)構(gòu)。該逆變器既能夠?qū)崿F(xiàn)輸入和輸出之間的電氣隔離，又能夠?qū)崿F(xiàn)逆變橋功率管的零電壓開(kāi)關(guān)。 圖11 逆變器的主電路圖(1)逆變器主電路逆變器主電路如圖11所示。主電路組成部分為：(交錯(cuò)并聯(lián)正激變換電路，該電路主要由功率管、整流管、高頻變壓器組成。該電路采用兩條支路交替工作，降低了開(kāi)關(guān)應(yīng)力，減少了復(fù)雜的磁復(fù)位電路，從而減少了一定的功率損耗。其主要突出優(yōu)點(diǎn)是并聯(lián)結(jié)構(gòu)使整流側(cè)的輸出電壓占空比增

38、加，提高電路響應(yīng)能力，同時(shí)并聯(lián)的均流效果能降低功率器件因電流過(guò)大導(dǎo)致功率變大使元器件發(fā)熱的現(xiàn)象。該電路的控制方式為定頻控制即為脈寬調(diào)制技術(shù)，調(diào)制信號(hào)由DSP芯片收集電壓、電流型號(hào)經(jīng)處理后控制經(jīng)UC3524芯片發(fā)出的，下文5.2將有所介紹。(吸收電路,該電路由功率管和吸收電容組成。該電路設(shè)計(jì)為RCD吸收電路,相對(duì)于RC電路來(lái)說(shuō)其主要優(yōu)點(diǎn)是通過(guò)二極管對(duì)開(kāi)關(guān)電壓嵌位，效果比RC好，能量損耗也比較小。(全橋逆變電路,該電路由可控器件(IGBT)構(gòu)成的7-8。該電路在逆變過(guò)程中，通過(guò)DSP產(chǎn)生與之對(duì)應(yīng)的SPWM驅(qū)動(dòng)波形，然后通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路放大整形后驅(qū)動(dòng)。(2)保護(hù)電路以及輸出濾波器的設(shè)計(jì)由于電路中的功率原

39、件的抗過(guò)載、抗電流沖擊的能力較弱，過(guò)載或過(guò)流容易使其造成損害，因此在設(shè)計(jì)電路的時(shí)候要考慮過(guò)流保護(hù)和短路保護(hù)9。目前國(guó)內(nèi)普遍使用的限流工作方式是一種可逆保護(hù)工作方式，其工作原理是當(dāng)檢測(cè)電路獲得過(guò)流信息后，控制電路將SPWM控制方式轉(zhuǎn)換成由電流控制的脈寬調(diào)制方式，調(diào)節(jié)脈寬，使占空比隨電流變化，從而維持電流在一定安全范圍之內(nèi)，工作回復(fù)正常運(yùn)行時(shí)，控制電路重新使用SPWM控制。該電路在短路保護(hù)過(guò)程中存在缺陷即為當(dāng)過(guò)流瞬間輸出電壓由于調(diào)節(jié)作用變小接近于0時(shí)供電連續(xù)性受到影響，此類(lèi)情況需要輔助措施，使用輸出濾波電感(電感取值合理)作為緩沖，將電壓檢測(cè)點(diǎn)遷移到電感前，避免SPWM調(diào)節(jié)因接收較大波動(dòng)的反饋信息

40、時(shí)出現(xiàn)脈寬占空比最大的情況從而導(dǎo)致輸出電流增大。對(duì)此在系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)了由、和組成的濾波電路作為過(guò)流保護(hù)，由圖10可見(jiàn)，濾波電感和電容串接在直直變換器和吸收電路之間并在電感 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 前取電壓反饋檢測(cè)點(diǎn)從而起到限流的作用，而電感 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 串接在逆變橋輸出端(其中 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為小容量電容， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為小電感)。由于在電流滯環(huán)控制中設(shè)置濾波電感，發(fā)揮出漣波作用和

41、在電流環(huán)中實(shí)現(xiàn)積分器功能。當(dāng) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 取值超過(guò)一定數(shù)值時(shí)，可能產(chǎn)生的影響有：電流跟蹤速度降低、減緩系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度變慢；輸出電壓穩(wěn)態(tài)精度降低；增加系統(tǒng)的體積、重量和成本。電壓的失真度與電感電流變化速度和給定電流變化速度的比值有關(guān)，比值小于一時(shí)，會(huì)增大電壓失真度，為此增大比值使其大于一，才能降低電壓失真度，據(jù)此推得下式： (5-1) 式中感性負(fù)載的功率因數(shù)角 脈沖電壓 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 的最大峰值 輸出電壓的峰值 當(dāng)取值低于一定值時(shí)，電感對(duì)電流的限制作用減小，輸出電壓的質(zhì)量會(huì)隨著電感

42、電流的脈動(dòng)量增大而增大。為使輸出電壓的質(zhì)量不至過(guò)大，影響電路運(yùn)行，則需要保證電感電流脈動(dòng)量在一定的范圍之內(nèi)。通過(guò)計(jì)算驗(yàn)證，對(duì)電路參數(shù)選擇如下：=15mH、 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT =3mH, EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT =220nF。5.2 控制部分的電路設(shè)計(jì)和分析 (1)數(shù)字信號(hào)處理器(TMS320LF2407A)的簡(jiǎn)單介紹本系統(tǒng)采用了德州儀器公司的數(shù)字信號(hào)處理器TMS320LF2407A。2407A是16位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器產(chǎn)品，由于它具有執(zhí)行速度塊，實(shí)時(shí)控制能力強(qiáng)，硬件配置齊全，計(jì)算能力強(qiáng)等特點(diǎn)，因此

43、選用該芯片作為控制中樞。 圖12 逆變模塊控制原理圖(2)SPWM波形的產(chǎn)生 SPWM調(diào)制是PWM控制技術(shù)的一種，本設(shè)計(jì)所用的輸出正弦脈沖的芯片是UC3524。UC3524輸出的脈沖信號(hào)是以中樞芯片DSP通過(guò)高速I(mǎi)YA轉(zhuǎn)換器發(fā)出的參考信號(hào)(載波同步控制信號(hào)，限流參考信號(hào)等)來(lái)調(diào)節(jié)，從而獲得所需波形。單個(gè)逆變器SPWM生成制策略的主要組成部分如上圖12左側(cè)部分所示，一個(gè)直直變換電路和一片脈寬調(diào)制芯片UC3524。直直變換電路的電壓、電流參數(shù)反饋到芯片UC3524，經(jīng)調(diào)整后芯片UC3524輸出正弦脈沖給直直變換電路，兩兩彼此組成了一個(gè)雙閉環(huán)運(yùn)行電路。通過(guò)雙閉環(huán)運(yùn)行電路使DSP系統(tǒng)資源(系統(tǒng)時(shí)間)有

44、較多節(jié)余，這有利于DSP對(duì)反饋參數(shù)進(jìn)行各種控制算法(主要為積分和法和離散傅立葉變換法)，再發(fā)出結(jié)果指令到各連接模塊，完成并機(jī)功能。5.3 模塊間并聯(lián)控制部分的設(shè)計(jì) 本文在上文3.3對(duì)分散邏輯控制系統(tǒng)的原理進(jìn)行了介紹，通過(guò)對(duì)理論的理解，本設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)中將CAN總線(xiàn)作為逆變電源模塊的通訊線(xiàn)，使模塊間的信息傳輸速度快，電磁干擾減少。為方便模塊間的同步控制，設(shè)計(jì)應(yīng)用了同步母線(xiàn)，通過(guò)相應(yīng)的同步控制策略簡(jiǎn)化了分散邏輯控制并聯(lián)冗余控制方案的實(shí)現(xiàn)。單臺(tái)逆變模塊并機(jī)部分硬件結(jié)構(gòu)單個(gè)逆變模塊的控制電路的硬件主要有：DSP芯片、UC3524芯片、CAN總線(xiàn)等元器件。在電路中，當(dāng)芯片DSP通獲得檢測(cè)參數(shù)時(shí)對(duì)參數(shù)進(jìn)行處理

45、，并發(fā)出信號(hào)控制UC3524輸出需要的SPWM波形進(jìn)而獲得所需的輸出電壓和電流。并機(jī)部分主要由CAN總線(xiàn)進(jìn)行連接，模塊間的DSP通過(guò)總線(xiàn)進(jìn)行信息交換，通過(guò)相應(yīng)的運(yùn)算，輸出控制信號(hào)，達(dá)到輸出均衡的目的。單臺(tái)逆變模塊控制電路設(shè)計(jì) 圖13 并機(jī)控制部分的硬件結(jié)構(gòu)圖信號(hào)轉(zhuǎn)換部分設(shè)計(jì)如圖14所示為信號(hào)調(diào)理電路，該電路由輸入信號(hào)轉(zhuǎn)化和輸出增益組成，主要用于對(duì)采集信號(hào)的處理。在電路中，電壓傳感器輸出的電流信號(hào)經(jīng)由電阻轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)，電壓信號(hào)隨即傳到比例放大器，經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)是信號(hào)滿(mǎn)足模擬輸入范圍；用輸出級(jí)增益為1的二階低通濾波器消除高次諧波再將信號(hào)送至轉(zhuǎn)換器將模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量進(jìn)行數(shù)據(jù)分析處理。DSP按照控制算法

46、輸出具有一定相位和幅值的正弦波數(shù)字量,經(jīng)過(guò) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換,變換成模擬信號(hào)送給逆變器作為SPWM調(diào)制的基準(zhǔn)信號(hào)。DSP的CAN模塊通過(guò)外接的驅(qū)動(dòng)器連到總線(xiàn)上,與其它單元通訊。圖14 信號(hào)調(diào)理電路 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)考慮到DSP的輸出電壓、電流有限，驅(qū)動(dòng)能力不足，無(wú)法實(shí)現(xiàn)對(duì)各功率管的直接觸發(fā)、驅(qū)動(dòng)。因此要在DSP輸出端口外加驅(qū)動(dòng)電路，進(jìn)行隔離的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)功率放大功能，使DSP能控制功率管的開(kāi)通與關(guān)斷。本系統(tǒng)所選用東芝公司功率驅(qū)動(dòng)模塊TLP250，該模塊集成有一個(gè)光發(fā)射二極管和一個(gè)光探測(cè)器。驅(qū)動(dòng)模塊高低電平轉(zhuǎn)換時(shí)間約，能滿(mǎn)足系統(tǒng)對(duì)PWM波

47、頻率的要求。TLP250是8腳雙列封裝功率驅(qū)動(dòng)模塊，適用于IGBT、MOSFETTL，和晶閘管變流器的驅(qū)動(dòng)。本文選用TLP250作為驅(qū)動(dòng)模塊，其主要電氣參數(shù)如下：輸入閾值電流，隔離電壓2500V，前向電流，節(jié)點(diǎn)溫度，工作頻率f=25KHz，輸出電壓 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 范圍在24-25V之間，最大輸出電流 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 。根據(jù)的運(yùn)行特性,選取， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ?？紤]到 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMA

48、T 值的大小對(duì)IGBT開(kāi)關(guān)速度的影響及自身的功率的損耗,取 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 。圖15 信號(hào)隔離與驅(qū)動(dòng)電路 并機(jī)通信線(xiàn)設(shè)計(jì) 在我國(guó)用電設(shè)備的用電頻率為，一個(gè)完整的正弦波的周期是。而本設(shè)計(jì)選用CAN總線(xiàn)做為并機(jī)通信線(xiàn)，該通信線(xiàn)傳送速度可達(dá)?？闪畈⒙?lián)系統(tǒng)有 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 個(gè)模塊，模塊發(fā)出的數(shù)據(jù)每幀10Bt，可算出一個(gè)模塊向其他模塊發(fā)送的總時(shí)間 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ： (5-2)而全部模塊數(shù)據(jù)傳送完所用時(shí)間： (5-3)可設(shè)，可以求出，由此可見(jiàn)

49、當(dāng)n小于一定值時(shí) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT ，確保了系統(tǒng)運(yùn)行的實(shí)時(shí)控制。 同步母線(xiàn)設(shè)計(jì)本系統(tǒng)中運(yùn)用少許模擬器件設(shè)計(jì)了一種高效的同步母線(xiàn)，在圖16中可以看到模擬的兩臺(tái)逆變電源，兩兩之間由一根模擬線(xiàn)相接。單個(gè)電源中的DSP有輸入和輸出端口，一個(gè)用來(lái)傳輸檢測(cè)同步母線(xiàn)得到的數(shù)據(jù)，另一個(gè)用來(lái)傳送控制同步母線(xiàn)的信號(hào)。每個(gè)模塊在對(duì)同步的電平信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，與此同時(shí)通過(guò)端口OUT詳同步母線(xiàn)上發(fā)送本模塊的同步脈沖實(shí)質(zhì)上是，通過(guò)同步母線(xiàn)，各模塊之間的同步信號(hào)相互影響、相互跟蹤，從而達(dá)到同步。圖16 同步母線(xiàn)連接圖5.4 控制算法說(shuō)明(1)PI調(diào)節(jié)算法PI調(diào)節(jié)器的組成有比例

50、調(diào)節(jié)和積分調(diào)節(jié)，在工業(yè)中常用于閉環(huán)控制，主要用來(lái)校正誤差。PI調(diào)節(jié)器是一種線(xiàn)性控制器，它根據(jù)給定值與實(shí)際輸出值 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 構(gòu)成控制偏差為： (5-4)通過(guò)將此差值作為比例P和積分I的線(xiàn)性關(guān)系組合構(gòu)成閉環(huán)反饋控制量，最終被控制對(duì)象進(jìn)行閉環(huán)控制，其傳遞函數(shù)關(guān)系式為： (5-5)其中為PI控制器的輸出量，為PI控制器的偏差輸入量， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為比例放大系數(shù)， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 為積分時(shí)間常數(shù)。它的時(shí)域方程為： (5-6)在比例環(huán)節(jié)

51、中即時(shí)成比例的反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào)，偏差一旦產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減少偏差。通常隨著值的加大，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量加大，系統(tǒng)響應(yīng)速度加快，但是當(dāng) EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 增加到一定程度，系統(tǒng)會(huì)變得不穩(wěn)定。 積分環(huán)節(jié)主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的無(wú)差度。積分作用的強(qiáng)弱取決于積分常數(shù)， 越大，積分作用越弱，反之越強(qiáng)。通常在 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 不變的情況下， EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 越大，即積分作用越弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調(diào)量越小，系統(tǒng)的響應(yīng)速度變慢。由于D

52、SP的控制是一種采樣控制，它只能根據(jù)采樣時(shí)刻的偏差值計(jì)算控制量，因此必須對(duì)上式進(jìn)行離散化處理，用一系列采樣時(shí)刻點(diǎn)代表連續(xù)的時(shí)間，對(duì)上式離散化后，可得第 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 次和第 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 次采樣時(shí)刻調(diào)節(jié)器的輸出： (5-7) (5-8)其中為PI調(diào)節(jié)器的采樣周期。采用增量式算法，由上式得兩個(gè)采樣時(shí)刻調(diào)節(jié)器輸出增量為： (5-9)進(jìn)而得到： (5-10)即： (5-11)上式中：為PI調(diào)節(jié)器的第次輸出值；為PI調(diào)節(jié)器的第次輸出值；為第 EMBED Equation.KSEE3 * MERGEFORMAT 次采樣時(shí)，給定值與反饋值之間的差值； EMBED E