多電平逆變器簡介

1、多電平逆變器拓撲結構及其控制策略的比較多電平逆變器主要有三種拓撲結構：二極管箝位型、飛跨電容型和級聯(lián)型。二極管箝位型電路需要保證直流側電容均壓，控制困難，實際應用中還是三電平電路為主，一般不超過五電平。飛跨電容型，亦稱電容箝位型，同樣存在電容電壓平衡控制及冗余開關狀態(tài)優(yōu)化的問題，實際應用較少。級聯(lián)型多電平逆變器，又稱鏈式逆變器，以普通的單相全橋（h橋）逆變器為基本單元，將若干個功率單元直接串聯(lián)，串聯(lián)數(shù)越多，輸出電平數(shù)也越多。它的優(yōu)點是不存在電容平衡問題，電路可靠性提高，易于模塊化，適合7電平、9電平及以上的多電平應用，是目前應用最廣的多電平電路。缺點是需要多路獨立的直流電源且不易實現(xiàn)四象限運行

2、。多電平逆變器的pwm控制策略可分為：在上述的多電平逆變器的pwm控制法中，空間電壓矢量控制法適用于三-五電平的逆變器，五電平以上的多電平逆變器空間電壓矢量數(shù)目較多，控制算法復雜，不適合用該方法。對于五電平以上的多電平逆變器，適合采用載波調(diào)制pwm控制法。載波層疊pwm控制法和開關頻率優(yōu)化pwm控制法，既可用于二極管箝位型和飛跨電容型逆變器，也可以應用于具有獨立直流電源的級聯(lián)型逆變器。載波移相pwm控制法和開關頻率優(yōu)化pwm控制法，則適合于級聯(lián)型多電平逆變器。開關頻率優(yōu)化pwm控制法由于正弦調(diào)制波中加入了三次諧波，因而只適用于三相多電平逆變器。對于三相具有獨立直流電源的級聯(lián)型多電平逆變器，載波

3、移相和開關頻率優(yōu)化結合的pwm控制法，可提高等效開關頻率，控制效果更好。多電平三相逆變器中，空間矢量密集，可供選擇的矢量模大小種類很多，電壓合成更加接近正弦波，所以多電平的空間電壓矢量法控制進度高，輸出電壓的諧波含量小。但在電平數(shù)在5電平以上的多電平逆變器中，此時空間電壓矢量pwm法控制算法非常復雜。一、npc型多電平逆變器優(yōu)點：1）可根據(jù)不同的需要選擇不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）電平數(shù)越大，輸出電壓的諧波含量就越少，輸出電壓波形與正弦波就越接近；3）可直接實現(xiàn)大功率和高電壓，功率變換裝置的成本降低。缺點：1）每相橋臂開關器件的工作頻率不同，造成了各開關器件的負荷不一致；2）對于

4、m電平電路來說，每個橋臂需要（m-1）（m-2）個箝位二極管，即隨著電平數(shù)的增加，所需箝位二極管數(shù)目將快速增加，成本增加；3）電平數(shù)越大，利用冗余開關狀態(tài)來平衡分壓電容的電壓平衡的控制算法就越復雜。 二極管箝位型三電平逆變器1.拓撲結構三電平逆變器共有33=27的空間電壓矢量，3個零矢量，獨立的空間電壓矢量有19（=1+1*6+2*6）個，60區(qū)域小三角形個數(shù)為1+3=4。 2.控制策略1）開關頻率優(yōu)化pwm控制法具體做法是在正弦調(diào)制波中加入零序分量，或者正弦波改成梯形調(diào)制波，目的是將正弦波的波頂壓平，降低開關頻率，提高直流電壓利用率。但這種方法只適用于三相三線制逆變器。該方法可以在以下幾方面

5、達到優(yōu)化：中點電壓平衡；提供直流電壓利用率；降低開關損耗。實際上，這種正弦調(diào)制波加入零序諧波的方法本質(zhì)上與電壓空間矢量pwm法是一致的，相當于在半開關周期的始末端均勻分布零矢量。2）特定諧波消除pwm控制法該方法是以消除輸出電壓波形中某些特定的低次諧波為目的的一種pwm控制法。有如下優(yōu)點：可降低開關頻率，降低開關損耗；在線相同開關頻率下，可以生成最優(yōu)的輸出電壓波形；可以通過控制得到較高的基波電壓，提高直流電壓利用率。難點是必須用牛頓迭代法解非線性方程組，運算時間長，無法在線計算。3）三相三電平npc型逆變器的svpwm控制策略實現(xiàn)步驟：首先確定參考矢量所在的扇區(qū)及其所在的小三角形，確定合成參考

6、電壓矢量的三個基本矢量；確定三個基本矢量的作用時間，即每個電壓矢量對應的占空比（伏秒平衡）；確定各個基本電壓矢量所對應開關狀態(tài)；確定各開關狀態(tài)的輸出次序（七段式或者五段式）以及各相輸出電平的作用時間。4）基于60坐標系的三電平二極管箝位型逆變器svpwm方法坐標變換采用的60坐標系為g-h坐標系，取g軸與軸重合，逆時針旋轉60為h軸，設參考矢量vref，坐標系-到g-h坐標系的坐標變換公式為：則坐標系a-b-c到g-h坐標系的坐標變換公式為：歸一化處理后（矢量坐標整數(shù)化），將三電平逆變器的基本矢量變換至g-h坐標系，得到的變換到60坐標系下三電平逆變器的空間矢量圖如圖所示：矢量分區(qū)方法扇區(qū)的確

7、定方法：空間矢量圖可分成6個扇區(qū)（a-f），設參考電壓矢量在60坐標系中的坐標為vrefvrg,vrh。參考矢量所處的扇區(qū)的位置可以通過下表判斷得到。小三角形的確定方法：每個扇區(qū)可分為4個小三角形，根據(jù)下表的簡單計算就可確定參考矢量所在的區(qū)域。選取處在參考矢量所在小三角形的三個頂點的矢量作為合成參考矢量的基本矢量。矢量作用時間對于一個給定的參考矢量vrefvrg,vrh，在60坐標系中運用伏秒平衡即可求得各個基本矢量的作用時間或占空比：輸出開關狀態(tài)的確定設這三個基本矢量則對應的開關狀態(tài)為則開關矢量為在滿足的條件下，選擇不同的i就可以得到三個最近基本矢量所對應的全部開關狀態(tài)。基于60坐標系的三電

8、平npc逆變器svpwm方法能夠很好地實現(xiàn)三電平電壓pwm波的輸出，其特點是能夠?qū)vpwm算法極大簡化，準確地確定參考電壓矢量落入的矢量三角形和計算各個基本矢量的作用時間。 二極管箝位型五電平逆變器1.拓撲結構單相二極管箝位型五電平逆變器的拓撲結構。電路由4個等值分壓電容、8個igbt串聯(lián)構成的開關器件q1-q4，q1-q4，12個箝位二極管組成。該拓撲結構的原理是：采用多個箝位二極管對相應的功率器件進行箝位，利用多種開關組合來合成所需的不同電平。輸出電壓與開關管的關系見下表。可見，上下橋開關狀態(tài)互補，即當開關對的其中一只開關導通時，另一只則關斷（控制脈沖相反）。該電路有4個互補對：（q1、

9、q1）、（q2、q2）、（q3、q3）、（q4、q4）。且在控制過程中，每相電位只能向相鄰電位過渡，不允許輸出點位的跳變，這和三電平的情況是相同的。五電平逆變器共有53=125種電壓空間矢量,則有5個零矢量，獨立的電壓矢量為1+1*6+2*6+3*6+4*6=61個， 60區(qū)域小三角形個數(shù)為1+3+5+7=16。鉗位二極管s1所需承受的反相電壓為ed/4，而鉗位二極管s2所需承受的反相電壓確為ed/2，鉗位二極管s3所需承受的反相電壓為3ed/4。這樣,就存在每個鉗位二極管所需承受的反相電壓不一致的問題。同理，在下橋臂也存在這種問題。為此，需在原來的拓撲結構上加以改進。如果在箝位二極管s2上串

10、聯(lián)相同等級的二極管，則每個箝位二極管所需承受的反相電壓均為ed/4；在箝位二極管s3上串聯(lián)相同等級的2個二極管，則每個箝位二極管所需承受的反相耐壓值也均為ed/4。對于下橋臂也采用類似的串聯(lián)二極管的方法,從而可以解決這類問題。這樣，五電平逆變器的拓撲結構就轉變成如圖a所示形式。這種改進方案仍存在一定問題。例如s10，s11，s6僅僅是簡單的串聯(lián)，但由于二極管開關特性的多樣性,以及其參數(shù)離散性，可能導致串聯(lián)二極管上出現(xiàn)過電壓,因而需要引入較大的rc緩沖網(wǎng)絡，導致整個系統(tǒng)昂貴且體積龐大。為此，把圖a所示的五電平逆變器電路進一步改進成如圖b所示的電路。其工作原理與前面分析的結果類似。2. 基于60坐

11、標系的多電平二極管箝位型逆變器svpwm方法上圖是基于60坐標系的五電平逆變器的電壓空間矢量圖，坐標變換和扇區(qū)判定和三電平相同，不同的是五電平的一個扇區(qū)（以a區(qū)為例）有1+3+5+7=16個小三角形，確定參考矢量落入矢量三角形的判定方法可參見下表。輸出開關狀態(tài)的確定和三電平的類似：設這三個基本矢量則對應的開關狀態(tài)為則開關矢量為在滿足的條件下，選擇不同的i就可以得到三個最近基本矢量所對應的全部開關狀態(tài)。根據(jù)這種控制方法 ，對五電平npc逆變器進行仿真，得到它的線電壓svpwm仿真波形。二、飛跨電容型多電平逆變器優(yōu)點：1）電平數(shù)易于擴展，且控制方式較為靈活；2）有功和無功功率可控；3）可利用大量的

12、開關狀態(tài)組合的冗余，進行電壓平衡控制。缺點：1）需要大量的箝位電容，m電平逆變器需要（m-1）（m-2）/2個箝位電容，逆變器的可靠性較差；2）功率變換控制電路困難，開關頻率和開關損耗較高，且對逆變器的控制算法要求較高。 飛跨電容型三電平逆變器1.拓撲結構 飛跨電容型五電平逆變器1.拓撲結構圖為飛跨電容型五電平逆變器拓撲結構。由4個等值且電位相等的分壓電容，8個igbt串聯(lián)構成的開關器件q1-q4，q1-q4，和6個箝位電容組成。電路采用的是跨接在igbt器件之間的電容代替二極管來進行電平箝位，且各個電容器件所承受電壓是直流側一支電容的電壓值。工作原理和二極管箝位電路相同。輸出電壓和開關管開關

13、狀態(tài)如下表。可見此電路在輸出電壓合成方面，功率開關狀態(tài)的選擇靈活性更大。三、級聯(lián)型多電平逆變器優(yōu)點：1）m電平的級聯(lián)型逆變器，所需獨立電源和h橋的個數(shù)為（m-1）/2；2）和箝位型逆變器相比，當輸出的電平數(shù)相同時，所需的元件數(shù)目最少，易于實現(xiàn)模塊化；3）控制方法簡單，每級可以單獨控制；4）損耗小，效率高，諧波含量小，能有效減少對電網(wǎng)的污染；5）易采用軟開關技術，可以避免笨重、耗能的阻容吸收電路；6）直流側相互獨立，可以解決電壓均衡等問題。缺點：1）四象限運行困難；2）需要多個獨立的直流電源。 級聯(lián)型五電平逆變器1.拓撲結構傳統(tǒng)的級聯(lián)型五電平逆變器電路如圖所示。由兩個單相全橋逆變單元（h橋）串聯(lián)

14、而成。（2h橋：兩個兩電平半橋逆變器組成的逆變橋；3h橋：兩個三電平半橋逆變器組成的逆變橋。）2h橋級聯(lián)型三相五電平逆變器的拓撲如圖所示。此電路可以接成星形，也可以接成三角形。 2h橋的數(shù)學模型級聯(lián)型逆變器主電路以2h橋作為基本單元，因此應建立其數(shù)學模型。2h橋單元的等效電路如圖所示。在分析其數(shù)學模型前,首先應作以下假設：（l）直流側為一個恒定直流源，母線電壓恒定；（2）采用可以雙向?qū)ǖ娜匦椭鏖_關器件和反并聯(lián)二極管，不考慮器件換流過程。等效電路中的變量定義為:ud、id分別為直流側電壓和電流；ul、ur分別為2h橋左、右橋臂中點電壓與直流側負極電壓之差，即左右橋臂的輸出電壓；uh、ih分別

15、為2h橋的輸出電壓與輸出電流；s1、s2、s3、s4分別為四個主開關管的開關狀態(tài),由相應器件的控制信號決定,其值為1時表示器件導通，為o時表示器件關斷。sl、sr分別為左、右橋臂的狀態(tài)變量，同一橋臂的兩個主開關不能同時導通，因此sl、sr在正常工作時只有1或0兩種狀態(tài)，表示上下橋臂不能同時導通，即s1與s2的控制信號反向, s3與s4的控制信號反向，開關狀態(tài)與控制信號的對應關系為：即左右橋臂的輸出電壓分別為2h單元輸出電壓為直流側電流為2.控制策略1）三角載波移相pwm（pspwm）控制法級聯(lián)型多電平逆變器的控制方法特別是h橋串聯(lián)的多電平逆變器的控制方法，多采用三角載波移相pwm（pspwm）

16、控制方法，其基本思想為：對于m電平逆變器，采用m-1個幅值和頻率相同、相位相差360/(m-1)的三角波與調(diào)制波進行比較，可以生成相對獨立的(m-1)組pwm脈沖信號，去驅(qū)動(m-1)/2個功率單元，利用各單元的輸出疊加形成多電平pwm波形，波形等效開關頻率變?yōu)樵瓉淼模╩-1）倍。它與其他的pwm控制方法相比有如下優(yōu)點：1）在任何調(diào)制度下，輸出電壓保持相同的開關頻率。而其他的pwm控制方法在調(diào)制度降低時，會出現(xiàn)部分h橋單元沒有pwm電壓輸出，造成輸出電壓開關頻率的下降，輸出電壓的諧波增加。2）h橋單元間不存在輸出功率不平衡的問題。因為在pspwm控制方法下，各級之間的輸出電壓的pwm波形基本一

17、致。3）與主電路的模塊化結構相一致，pspwm控制方法中針對各個h橋單元的載波和調(diào)制波也呈現(xiàn)模塊化結構。4）對于同樣的三角載波頻率，pspwm控制方法的輸出電壓頻率是載波頻率的n倍（n為串聯(lián)h橋單元個數(shù)，載波的移相角為2/n）。2）載波層疊pwm控制法其基本思想為:對于m電平逆變器,每相采用m-1個具有頻率和幅值相等，呈對稱分布的三角波為載波,采用上下連續(xù)層疊的方式,與同一個調(diào)制波(一般是正弦波)進行比較,在采樣時刻根據(jù)三角載波與正弦調(diào)制波比較的結果去驅(qū)動逆變器的功率開關：若正弦波幅值大于三角波幅值,對應的功率開關器件導通,否則關斷。通過對開關器件的控制可以得到不同的輸出電平。根據(jù)三角載波相位

18、的不同,可分為同相層疊式、正負反相層疊式和交替反相層疊式三種。從消除諧波的角度來看，同相層疊pwm法的消諧波性能最好，尤其是線電壓諧波性能，交替反相層疊法相對次之,正負反相層疊法消諧波的效果最差。載波層疊pwm法的優(yōu)點是：能大大降低輸出電壓的諧波含量，輸出特性好，等效開關頻率高，輸入和輸出呈現(xiàn)線性關系且控制簡單，易于實現(xiàn)，適用于任何電平數(shù)的多電平逆變器，可以在整個調(diào)制比變化范圍內(nèi)工作；其缺點是：調(diào)制度較低時，基波電壓幅值小，電壓利用率低，且沒有很好考慮中點電壓的控制問題。3）2h橋級聯(lián)型五電平逆變器的空間矢量pwm控制法 m電平逆變器每一相由 (m-1)/2個h橋單元組成，五電平逆變器對應的開

19、關狀態(tài)數(shù)為53=125，基本矢量數(shù)為61，開關狀態(tài)數(shù)大于基本矢量數(shù)，即存在一個基本矢量對應多個開關狀態(tài)的情況：此即多電平逆變器空間矢量的冗余特性?？臻g矢量的冗余特性使得控制更加靈活。 七電平級聯(lián)型逆變器1.拓撲結構1）直流電源相等的由三級2h橋串聯(lián)的七電平逆變器：2）采用直流側電源電壓不等的2h橋級聯(lián)的混合七電平逆變器：采用直流側電源電壓不等的2h橋級聯(lián)是為了在單元數(shù)相同的情況下，輸出更多的電平數(shù)，以達到輸出電壓波形效果越好的效果，即輸出波形中諧波含量越少。如果各級直流電壓等級按照1:4來進行設置，則會出現(xiàn)1個單位電平的電壓跳變，無法輸出連續(xù)的電平數(shù)，因此沒有實際應用價值。在輸出電壓不跳變的情

20、況下，可以分為電壓比為1:2:22:2n-1和1:3:32:3n-1（n為每相基本單元數(shù)）兩種情況。不同電壓比的混合單元級聯(lián)輸出電平數(shù)與使用器件數(shù)的比較如下表所示。2.控制策略1）基于七電平級聯(lián)型逆變器的載波層疊調(diào)制方式載波同相調(diào)制方式（pd）載波反相調(diào)制方式（pod）載波交替反相調(diào)制方式（apod）從消除諧波的角度來看，載波同相調(diào)制方式（pd）的消諧波性能最好，尤其是消除線電壓波形中的諧波性能最優(yōu)，載波依次反相調(diào)制方式（apod）次之，載波反相調(diào)制方式（pod）的效果最差。2）三角載波移相pwm控制法3）參考矢量移相svpwmm法該方法的基本思想是將載波移相pwm法與傳統(tǒng)兩電平空間矢量pwm

21、法結合起來，綜合兩種調(diào)制方法的優(yōu)點，達到高性能的控制效果。對參考矢量移相svpwm法研究的關鍵在于找出使各級單元串聯(lián)后輸出多電平的控制規(guī)律。參考矢量移相svpwm調(diào)制方法的基本原理是：將級聯(lián)的各逆變器功率單元的參考矢量初始角進行移相。下圖為由n個兩電平逆變器單元組成的n級單元級聯(lián)三相電壓型逆變器。第一個基本功率單元的參考矢量初始角為=0，第二個基本功率單元的參考矢量初始角為2=2 /(kcn)，第n個基本功率單元的參考矢量初始角n=2(n-1)/(kcn)；其中kc為頻率調(diào)制比。級聯(lián)型多電平逆變器各基本功率單元參考矢量初始相位角依次相差：對于n個三相電壓型逆變器基本功率單元組成的多電平逆變器，

22、第n個基本功率單元的初始角n=2(n-1)/(kcn)，這個單元在第k個采樣周期對應參考矢量的位置角為(k)與其所在的扇區(qū)m以及相對角度的關系如下：其中，m取值范圍為1-6，取值范圍為0-/3，確定m與之后，就可以確定對應的基本空間電壓矢量,并可以計算出基本空間電壓矢量的作用時間。上圖為一個一級2h橋級聯(lián)型三相逆變器，共有六個橋臂，可分成兩組：左橋臂la、lb、lc和右橋臂ra、rb、rc，對其進行分別控制可得兩個電壓矢量：左橋臂電壓矢量和右橋臂電壓矢量。相電壓uan、ubn、ucn合成的電壓矢量u(uan、ubn、ucn)則為左橋臂電壓矢量ul(uln、uln、uln)與右橋臂電壓矢量ur(

23、urn、urn、urn)之差,即ul和ur可以由下圖所示的兩級兩電平單元級聯(lián)的三相電壓型逆變器電路生成。用第一個逆變器單元a相橋臂a1的主開關驅(qū)動信號去驅(qū)動a相電路左橋臂la的主開關；將第二個逆變器單元a相橋臂a2的主開關驅(qū)動信號反相后去驅(qū)動圖中a相電路右橋臂ra的主開關。對于b相和c相，控制方式與a相相同。這樣,就將2h橋級聯(lián)型逆變器轉換成了傳統(tǒng)的兩電平逆變器，svpwm調(diào)制方法就能直接應用于2h橋級聯(lián)型逆變器。實際上，經(jīng)過這種方式的轉換后，這兩種結構的逆變器輸出的線電壓波形是相同的。svpwm方法可以直接應用于一級2h橋級聯(lián)的三相逆變器電路，那么，對于n級2h橋級聯(lián)的三相逆變器電路，則可以

24、運用參考矢量移相svpwm法來進行調(diào)制。對于圖所示的n級2h橋級聯(lián)的三相逆變器電路，同級的三個2h橋采用上述的兩電平svpwm方法進行控制，2h橋單元的左右橋臂參考矢量的相位相差180。為了使各單元輸出電壓波形不是簡單的幅值疊加，應采用參考矢量移相svpwm方法,即各級之間同側橋臂的參考矢量初始相位角依次相差/(kcn)。n級2h橋級聯(lián)的三相逆變器電路的參考矢量移相svpwm法的原理如圖所示。參考矢量移相svpwm控制算法與傳統(tǒng)兩電平svpwm算法相比，只是對參考矢量進行了移相，各級2h橋單元的電壓矢量在作用時間上相差/(kcn)（kc為頻率調(diào)制比），參考矢量移相svpwm法在沒有增加算法的復雜度的前提下，實現(xiàn)了高性能的控制。n級2h橋級聯(lián)的三相逆變器采用參考矢量移相svpwm法，每一個2h橋輸出電壓為三電平，n級級聯(lián)的相電壓輸出波形為2n+l電平，線電壓輸出波形為4n+l電平。采用參考矢量移相svpwm控制算法的3級2h橋級聯(lián)三相七電平逆變器的仿真波形。參考矢量移相svpwm法的直流電壓利用率比傳統(tǒng)載波移相pwm調(diào)制高15%左右，其線電壓諧波含量相對也比較低。4）載波pwm控制法與參考矢量移相svpwm法的比較載波pwm控制法分為載波層疊pwm控制方法與載波移相pwm控制方法。載波層疊pwm法在控制過程中，基本功率單元的器件導通時間不同，其開關損