L6599中文資料及產(chǎn)品方案……

1、一ST公司針對日益廣泛使用的LCD-TV電源推出了新一代的 HB-LLC控制IC-L6599,它從L6598改進而來，從而性能更優(yōu)秀，使用更便捷。下面介紹IC特色及主要應用。L6599是一個雙端輸出的控制器。它專為諧振半橋拓樸設計，提供兩個50%的互補的占空比。高邊開關和低邊開關輸出相位差180°,輸出電壓的調(diào)節(jié)用調(diào)制工作頻率來得到。兩個開關的開啟關斷之間有一個固定的死區(qū)時間，以確保軟開關及高頻下可靠工作。為使高邊驅動采用高壓電平位移的結構具有600V耐壓，用高壓MOSFET取代了外部快速二極管，IC設置的工作頻率范圍由外部元件調(diào)節(jié)。起動時為防止失控的沖擊電流，開關頻率從設置的最大值

2、開始逐漸衰減直到由控制環(huán)路給出的穩(wěn)定狀態(tài)，這個頻率的移動不是線性的，用來減小輸出電壓的過沖，做到更好的調(diào)節(jié)。在輕載時，IC可以強制進入到控制為猝發(fā)模式工作，用以保持空載時的最低功耗。IC的功能包括非鎖定低邊禁止輸入以實現(xiàn)OCP，具有頻率移動及延遲關斷，然后再自動重新起動。更高水平的OCP在第一保護電平不足時可鎖住IC以控制初級電流。它結合了完整的應對過載及短路的保護，此外鎖住禁止輸入(DIS)可以很容易地改善OTP及OVP。與PFC的接口處提供了PFC預調(diào)整器在故障時的使能端子，這些故障包括OCP，在猝發(fā)模式時令DIS為高電平。L6599的內(nèi)部方框電路如圖1所示。 圖1 L6599 HB-LL

3、C控制IC的內(nèi)部等效電路L6599的16PIN功能如下:1 PIN CSS 軟起動。此端接一外部電容到GND，接一電阻到RF端(4PIN)，它設置了最高振蕩頻率及頻率移動到恒定的時間，IC加一個內(nèi)部開關可以在芯片每次關閉時將此電容放電(Vcc<UVLO,LINE<1.25等)，以確保下次正常軟起動。此時，ISEN端上的電壓超過0.8V，然后長期保留在0.75V以上。8 PIN DELAY 過流的延遲關斷。從此端接一電容及電阻到GND，設置IC關斷前的過流最大時間以及IC重起動之后的延遲，每個時段ISEN端電壓超過0.8V時,電容就由內(nèi)部150ua電流源發(fā)生器來緩慢放電。如果此端電壓

4、達到2V，軟起動電容就完成放電，開關頻率被推到最大值。150uA電流源總保持開啟，在此端電壓超過3.5V時，IC即停止開關。內(nèi)部電流源也關斷，此端電壓衰減由外部電阻放電完成。IC在其電壓降至0.3V以下時重新軟起動。用此方法在短路條件下，變換器用非常低的平均輸入功率間歇式工作。3 PIN CF 定時電容。從此端接一電容到GND，用于內(nèi)部電流發(fā)生器的充電及放電，用接到4 PIN(RFmin)的外部網(wǎng)絡調(diào)節(jié)此內(nèi)部電流發(fā)生器，從而決定變換器的開關頻率。4 PIN RFmin 最低振蕩頻率設置。此端提供預置的2V基準，用一支電阻從此端接到GND，以決定設置最低頻率的電流。用調(diào)頻的閉環(huán)反饋調(diào)節(jié)變換器輸出

5、電壓。光耦的光電三極管通過一支電阻接到此端，電阻值將設置最高工作頻率。一個R-C串連從此端接到GND, 以設置從起動到穩(wěn)定工作的頻率移動范圍，并防止過沖。5PIN STBY 猝發(fā)模式工作閾值。此端檢測反饋控制環(huán)的電壓，并與內(nèi)部1.25V基準比較，如果此端電壓低于基準，IC即進入空載的狀態(tài)。其靜態(tài)電流即減下來，芯片在此端電壓超過基準50mV后重新開起，軟起動沒有實行。這個功能在負載降到幾乎空載時完成猝發(fā)模式工作。此負載水平可用接在光耦到RFmin端的電阻來調(diào)節(jié).此端到RFmin在不使用猝發(fā)模式工作時可短接。6PIN ISEN電流檢測輸入。此端檢測初級電流，可用一電阻或一電容分壓器做無損檢測，此輸

6、入無內(nèi)部逐個周期式控制。因此電壓信號必須濾波以得到平均電流信息。在其電壓超過0.8V閾值時，軟起動電容接到1PIN ，內(nèi)部放電，頻率增加以限制功率通過量。在輸出短路時，其通常接近初級的恒定峰值電流，這個條件允許由2PIN 設置，令電流保持在建起值而不管頻率的增加。第二個比較器在1.5V基準時鎖住器件令其關斷，使消耗降到起動前水平。然后信息被鎖住，必須到下一周期IC的電源電壓使能，令其重新起動，閂鎖被移去。此時,Vcc端電壓達到UVLO電壓閾值以下。若此功能不用，將此端連接到GND。7PIN LINE 線路檢測輸入。此端用一電阻分壓器接到高壓輸入總線端(AC或DC)作布朗輸出保護。低于1.25V

7、時關閉IC為低消耗，并放掉軟起動電容的電荷。在其電壓超過1.25V時，IC重新使能做軟起動，比較時提供一個電流滯后,內(nèi)部15uA電流源發(fā)生器在其低于1.25V時工作，在其高于1.25V時關斷。此端要用一旁路電容到地，減少噪聲干擾。此端上的電壓上限由內(nèi)部齊納限制，齊納激活時，IC也關斷。正常使用時，此端電壓為1.25 V6V。8PIN DIS 鎖住器件關斷。在內(nèi)部此端接到一個比較器，在其上電壓超過1.85V時，將IC關掉，并使功耗降到起動前的水平。此信息被鎖住后，必須重新給IC加電才能令其重新軟起動，在Vcc電壓降到UVLO閾值以下時，此閉鎖才被移去，若不用要將此端接地。9PIN PFC_STO

8、P 漏極開路的PFC控制器級的ON/OFF控制，通常此端開路，用以停止PFC，用于保護或猝發(fā)模式工作。在IC被DIS>1.85V，ISEN>1.5V，LINE>6V及STBY<1.25V關斷時，此端為低電平。在DELAY上的電壓超過2V時又回到開路狀態(tài)，此時電壓降到0.3V，在UVLO期間它開路，如果不用它，此端懸空不接。10PIN GND IC公共端。低邊柵驅動電流回程端及IC工作電流回流端，所有偏置元件回GND端要各自獨立，為星狀接法。11PIN LVG 低邊柵驅動輸出端。驅動能力為源出0.8A漏入0.3A。驅動半橋電路低邊的MOSFET，在UVLO時此端為低電平。

9、12PIN Vcc IC供電端。也是低邊柵驅動電壓，要0.1uF電容旁路到GND。也可用一獨立偏置電壓供IC的信號部分。13PIN NC 高壓隔離端。此端內(nèi)部不接電路，隔離開高壓及低壓部分。14PIN OUT半橋的高邊驅動輸出的地端，高邊柵驅動電流的回流端子，PCB布局時小心，防止因接線太長出現(xiàn)尖刺電壓。15PIN HVG 高邊浮動的柵驅動輸出端，可源出0.8A，漏入0.3A。驅動半橋電路高邊的MOSFET，用一電阻在內(nèi)部接到14PIN，以確保在UVLO時此端不處于浮動狀態(tài)。16PIN VBOOT 高邊柵驅動的浮動電源電壓。升壓電容接于此端到14PIN之間，由內(nèi)部同步升壓二極管給其電平移動，并

10、送來驅動信號。此專利的結構取代了通常外部加上的高壓二極管。L6599的應用注意L6599是一個先進的雙端輸出專用于諧振半橋拓樸的控制器，在此變換器中，半橋的高邊，低邊兩開關交替地導通和關斷（相位差180°），也即工作在各50%占空比，雖然實際占空比即導通時間與開關周期之比略小于50%，其內(nèi)部有一固定的死區(qū)時間TD，將其插在一個MOSFET的關斷與另一MOSFET的導通之間。在此死區(qū)時間內(nèi)，兩只MOSFET都關斷。這個死區(qū)時間可確保變換器正確工作，要確保實現(xiàn)軟開關以及高頻工作下的低EMI 。為了保證變換器的輸出電壓調(diào)整率，器件要能工作在不同的模式下，各種工作模式取決于負載條件。見圖2。

11、圖2 L6599的多個工作模式1,在重載，中載及輕載時，張弛振蕩器產(chǎn)生一個對稱的三角波，此時MOSFET的開關鎖住，波形的頻率與一電流相關，它去調(diào)制反饋電路，結果由半橋驅動的槽路接受由反饋環(huán)命令的頻率并保持輸出穩(wěn)定，于是它的工作頻率取決于傳輸特性。2,在猝發(fā)模式下，此時為空載或極輕負載，當負載降到此值以下時，變換器進入間歇式工作，一些開關周期是在近似固定頻率下工作，且由一些無效的周期間隔開，兩個MOSFET都處在關閉狀態(tài)，隨著負載進一步減小，會進入更長的無效周期，以減小平均開關頻率。當變換器完全空載時，平均開關頻率會降到幾百赫茲，于是最小的磁化電流損耗隨頻率減下來，容易完成節(jié)能要求。振蕩器振蕩

12、器在外部用一個電容CF調(diào)節(jié)，從3PIN接到GND，用接到4PIN的網(wǎng)絡交替地充放電來定出，此端提供2V基準，有源出2mA電流能力，當源出更大電流時，會有更高頻率，其方框電路見圖3。圖3 L6599的振蕩器內(nèi)外電路在RFmin端的網(wǎng)絡通常包含三個內(nèi)容：1，一個電阻RFmin接到此端與GND之間，它決定最低工作頻率。2，電阻RFmax，接于此端和光耦集電極之間（其發(fā)射極接GND），光耦從二次側傳輸反饋信息，光電三極管將調(diào)制通過分支的電流，從而調(diào)制振蕩器的頻率，執(zhí)行輸出電壓的調(diào)制，RFmax的值決定了半橋最高工作頻率，此時光電三極管處在飽合狀態(tài)。3，一個R-C串聯(lián)電路（Css+Rss）接于此端到GN

13、D，用來設置起動時的頻率移動，注意在待機工作狀態(tài)時，其貢獻為0。下面是最低及最高工作頻率之間的數(shù)學關系表達式。 在CF定在幾百pf或幾nf區(qū)間后，RFmin和RFmax的值將按所選振蕩器頻率來決定，從最低頻到最高頻，在此頻率范圍內(nèi)要能穩(wěn)壓。 不同的選擇準則是在猝發(fā)模式工作時對RFmaz將有不同的值。在圖4中，給出振蕩波形與柵驅動信號之間的關系。在半轎的開關結點處示出。注意，低邊驅動開啟時，振蕩器三角波上斜，而高邊驅動開啟時或IC在猝發(fā)模式下開關時，低邊MOSFET先導通給升壓電容充電，結果,升壓電容總是在充電后才令高邊MOSFET工作。工作在空載或非常輕的負載下。 圖4 振蕩器波形與柵驅動信號

14、的關系當諧振半橋在輕載或空載時，它的開關頻率將達到最大值，為保持輸出電壓在此條件下仍受控，并防止丟失軟開關，必須讓有效的剩余電流流過變壓器的勵磁電感，當然，此電流產(chǎn)生一些附加損耗，這防礙實現(xiàn)變換器在輕載下的低損耗。為克服此問題，L6599的設計使變換器間歇工作（猝發(fā)式工作），用插入幾個開關周期中給出空閑的輸出，令兩功率MOSFET關斷，這樣平均開關頻率就減下來了。結果，實際磁化電流的平均值及相關損耗也減下來了，使變換器成為節(jié)省能源的推薦品。器件用5PIN可使其工作在猝發(fā)模式下，如果加到此端的電壓降到1.25V以下，IC將進入空閑狀態(tài)，此時兩個柵驅動輸出都為低電平，振蕩器停止工作，軟起動電容Cs

15、s保持在充電狀態(tài)，僅有RFmin端的2V基準留住以使IC有最低的消耗。Vcc電容也放了電，IC將在此端電壓超過1.25V的50mV以上時恢復工作。執(zhí)行猝發(fā)模式工作，加到STBY端的電壓需要與反饋環(huán)路相關，圖5示出最簡單的關系適于窄輸入電壓范圍工作。 圖5 窄輸入電壓時的猝發(fā)工作模式 圖6 寬輸入電壓時的猝發(fā)工作模式實際上，RFmax由開關頻率fmax定出，超出后L6599進入猝發(fā)模式工作，一旦fmax固定，RFmax即可求出： 注意：除非fmax在前面考慮，此處fmax是結合某些負載POUTB，在最小值時的狀態(tài)，POUTB 由變壓器峰值磁化電流足夠低，不能產(chǎn)生音頻噪聲為決定。諧振變換器的開關頻

16、率，還取決于輸入電壓。因此對圖5有較大輸入電壓范圍的電路，POUTB的值將變化，要予以考慮。在此情況，推薦如圖6的安排。變換器的輸入電壓到STBY端，由于開關頻率與輸入電壓的非線性關系，要更實際地找出校正RA/(RA+RB) 的合適數(shù)值，這需要少量改變POUTB的值，小心地選擇RA+RB總值必須大于Rc，以減小對LINE端電壓的影響。無論如何，用此電路時，它的工作可如下描述。由于負載降到POUTB值以下，頻率會試圖超過調(diào)整值fmax，STBY端上的電壓也將低于1.25V，IC然后停止兩功率開關的驅動，于是半橋的兩功率MOSFET處在關斷狀態(tài)，VSTBY電壓會隨反饋結果而增加，能量傳輸停止。在其

17、電壓升到1.30V時，IC重新開始開關。此后，VSTBY將再變低，重復能量猝發(fā)，使IC停止工作。以這種方法變換器即工作在猝發(fā)模式，且接近一個恒定低頻，隨負載的進一步減小，會使頻率再減小，甚至達幾百赫的水平，圖7示出時序圖，表示出其工作種類，示出最有用的信號，用一支小電容從STBY接到GND，僅靠IC放置，減小開關噪聲，實現(xiàn)清潔式工作。 圖7 L6599在不同工作模式下的時序圖為幫助設計師滿足節(jié)能要求，在PFC的功率因數(shù)校正部分，因為PFC預調(diào)整器領先于DC/DC變換器工作，器件允許PFC預調(diào)整器在猝發(fā)模式工作時被關斷，從而消除PFC部分的功耗約0.51W，也因低頻時EMI的調(diào)節(jié)要參照正常負載，

18、所以變換器在空載及輕載時沒有限制觀察。為做到這一點，器件提供9PIN作（PFC_STOP）開集電極輸出，通常為開路，在IC工作于猝發(fā)模式的空閑周期時，令其為低，此信號用于關斷PFC控制器如圖8所示。L6559的UVLO端保持開路，以使PFC首先啟動。 圖8 L6599關斷PFC控制IC的電路軟起動通常講，軟起的目的是為起動時逐漸增加變換器的功率能力，為防止過沖電流，在諧振變換器中，給出的功率取決于頻率高低，所以軟起動是采用讓開關頻率從高到達控制環(huán)路的限定值來做的，所以L6559變換器的軟起動簡單地加個RC串聯(lián)電路從4PIN接到GND。 圖9 L6599的軟起動內(nèi)外電路開始時，電容Css完全放電

19、，所以串聯(lián)電阻Rss與RFmin有效地并聯(lián)，結果初始頻率取決于Rss和RFmin，由于光耦的光電三極管此時關斷，（要等到輸出電壓建起反饋后）。 Css電容逐漸充電直到電壓達到2V基準電壓。隨之，通過Rss的電流降到0，典型為 5倍的常數(shù)Rss*Css值。此前，輸出電壓將緊靠穩(wěn)定值，直到反饋環(huán)工作，光耦的光電三極管將決定此時負載下的工作頻率。在此頻率擺動期間，工作頻率將隨Css電容的充電而衰減，開始時充電速率較快，隨后充電速率逐漸慢下來。這種頻率非線性的變化，取決于槽路，它使變換器的功率能力隨頻率變化，但輸出功率迅速地隨其變化。結果，隨著頻率線性涌動，平均輸入電流是鋸齒狀增加，沒有峰值出現(xiàn)，輸出

20、電壓幾乎沒有過沖地達到穩(wěn)定值。典型 Rss和CSS的選擇基于下面的關系式： 此處，f start推薦至少4倍于f min，對Css合適的準則是相當經(jīng)驗的成分，以及在有效的軟起動和有效的OCP之間的折衷，參照圖10的時序曲線。電流檢測OCP和OLP諧振半橋基本上是電壓型控制，因此電流檢測輸入僅作OCP保護用。不象PWM控制的變換器，能量流是由初級開關的占空比控制的，在諧振半橋中，占空比是固定的，能量流是由開關頻率控制的，這也沖擊著限流方法的實現(xiàn)。此時，PWM控制的變換能量流可以用終止開關導通來限制，在檢測出電流超出現(xiàn)有閾值即可限制。而在諧振半橋中，開關頻率即振蕩器頻率必須增加才能迅速關閉開關，這

21、至少要在下一個振蕩周期才能看到頻率的變化，這就是說必須有效地增加頻率才能改變能量有效流動，頻率改變速率必須比頻率自身要慢。這樣，運行中意味著逐個周期式限流行不通，因此，初級電流的信息送到電流檢測輸入的信號必須是平均值的。當然，平均的時間不能太長，以防止初級電流達到或超過最大值。圖11和圖12用一對電流檢測表示出此特點。電路圖11是一個簡單僅用一個檢測電阻Rs即可以，但損傷了效率。圖12可更有效，但是在效率指標要求很高時才推薦使用。圖11 用電流檢測電阻的檢測電路 圖12 用并聯(lián)電容檢測過流的檢測電路器件提供電流檢測電流輸入端（6PIN ISEN）并給出過流管理系統(tǒng)，ISEN端內(nèi)部接到第一比較器

22、的輸入，比較參考電平為0.8V，第二比較器參考電平為1.5V，如果加到此端的外部電壓超過0.8V，則第一比較器觸發(fā)，使內(nèi)部開關開啟，并放掉Css電容的電荷，這會迅速增加振蕩器的頻率，從而限制了能量的傳輸，放電直到ISEN端電壓降下50mV，這樣此平均時間為10 / f min的范圍，保證了有效頻率的上升，在輸出短路時，這個工作的結果接近恒定峰值的初級電流。通常，ISEN端的電壓可過沖到0.8V，當然如果ISEN端電壓達到1.5V時，第二比較器將被觸發(fā)，L6599將關斷，并鎖住兩個輸出驅動及令PFC_STOP端變低電平，因此關斷了整個系統(tǒng)，IC的電源電壓必須拉到UVLO以下，等到再次升到起動電平

23、以上時，才能再起動，如果軟起動電容Css太大就可能出現(xiàn)，所以它的放電不能足夠快，或在變壓器磁化電感飽合時或在二次側整流短路時才出現(xiàn)。在圖11的電路中，檢測電阻Rs串在低邊MOSFET的源極到GND。注意實際連接的諧振電容處，用此方法，Rs上的電壓就與高邊MOSFET中流過的電流相關了，在多數(shù)開關周期中都是正的。除非諧振電流在低邊MOSFET反轉的時段，但此時低邊MOSFET已關斷，假設RC濾波時間常數(shù)至少10倍于最小的開關頻率fmin時段，則Rs的近似值可用下式表示： 此處，Icrpkx是最大的流過諧振電容和變壓器初級繞組的峰值電流，相應也是最低輸入電壓及最大負載下的電流。圖12的電路可以工作

24、在兩個不同的方法，如果電阻RA與CA相串聯(lián)，且數(shù)值較小，則電路工作象一個電容性電流分壓器，CA典型選在RR/100或少一些，要用低損耗型，檢測電阻RB用下式計算： CB將按RB*CB為10 / f min來選擇。如果電阻RA與CA相串時不是很小，電路的工作象一個跨過諧振電容Cr的紋波電壓分壓器，在運行中與通過Cr作用的電流相關，再有CA也將典型無擇等于CR/100或更少一些，這個時段不必是低損耗型的，這時的RB為： 此處，CA(XCA) 和CR(XCr) 在這個頻率條件下計算，即IcrpK = I crpKx CB將成為RB*CB，其范圍為10 / f min。無論如何，電路進入實用，Rs或R

25、B的計算值都要考慮第一個剪切值，在經(jīng)驗的基礎上加以調(diào)整。在過載或輸出短路時，OCP在限制初級以次級能量流上是有效的，但通過二次繞組及整流元件的輸出電流在此條件下可能比較高。如果連續(xù)出現(xiàn)此現(xiàn)象的話，會危機變換器的安全。為防止其在任何此條件下產(chǎn)生的危險，通常強制變換器間歇式工作。為了帶來平均輸出電流值給變壓器及整流元件的熱應力，這可較容易地掌握。用L6599的設計師，可調(diào)節(jié)外部最大時間TSH，即變換器允許過載運行或在短路下運行的時間，過載或短路時間必須小于TSH，這段時間內(nèi)不會有任何動作，因此提供給系統(tǒng)具有免除短期征兆期的功能。如果TSH超出過載保護(OLP)的過程被激活，將關閉器件。在連續(xù)過載/

26、短路的情況下，將用一個用戶定義占空比的方法連續(xù)中斷工作。 圖10 軟起動和過流時的波形和時序圖這個功能與2PIN（DELAY）有關，借助電容Cdelay，及并聯(lián)電阻Rdelay接到GND，由于ISEN端電壓超過0.8V，第一級OCP比較器動作，Css放電，接通內(nèi)部電流發(fā)生器。它源出150uA電流（從DELAY端）并給Cdelay充電，在過載/短路期間，OCP比較器及內(nèi)部電流源迅速地激活，且Cdelay將用平均電流充電。它取決于電流檢測濾波器電路的時間常數(shù)。Css上的諧振電路的特性。由于Rdelay的放電可忽略不計，考慮時間常數(shù)將典型地很長。這個工作將到來，而且直到Cdelay上的電壓達到2V，

27、它定義了時間TSH，TSH到Cdelay沒有簡單的關系，這樣它實際上由Cdelay根據(jù)經(jīng)驗決定。作為運行指示，在Cdelay =1uf時，TSH將是100ms。一旦Cdelay充電到2V，內(nèi)部開關將Css放電，強制連續(xù)為低電平，不去管OCP比較器的輸出，150uA電流源連續(xù)導通，直到Cdelay上的電壓達到3.5V，此時段為TMP。 對TMP以ms表示，Cdelay以uf表示，在此期間L6599運行在接近fstart的頻率上，以便減小諧振電路內(nèi)部的能量，隨著Cdelay上電壓達到3.5V，器件停止開關，PFC_STOP端拉到低電平，還有內(nèi)部發(fā)生器也關斷，所以Cdelay慢慢地由Rdelay放電

28、，IC在Cdelay電壓低于0.3V時再次重新起動，Tstop為： 圖10給出工作的時序圖。注意，如果在Tstop期間，L6599 Vcc上的電壓降到UVLO閾值以下，IC會保持記憶，而在Vcc超過起動閾值后，不再立即重新起動。如果V(delay) 仍高于0.3V，還有PFC_STOP端停在低電平的時間會如V(delay) 一樣長地大于0.3V。注意，在過載時間小于TSH的情況下，TSH的值在下一次過載時會變得較低。鎖死關斷器件配備一個比較器，其有一同相端引出，接于8PIN (DIS) ，內(nèi)部的反相輸入端接于1.85V的基準，隨著此端電壓超過內(nèi)部閾值，IC會立即關斷，其功率消耗減到一個低值，鎖

29、死信息必須讓Vcc端電壓降到UVLO閾值以下，這樣才能復位鎖住，并重新起動IC。這個功能用于執(zhí)行過熱保護，從外部基準電壓用一分壓器接在此端作偏置，上部電阻為NTC，令其靠近發(fā)熱元件，如MOSFET，或者二次側的二極管或變壓器。OVP也可以用它來執(zhí)行，用檢測輸出電壓或經(jīng)光耦傳輸一個過壓條件即可。線路檢測功能此功能基于停止IC。隨著輸入電壓到變換器時降到低于規(guī)定范圍，讓它在電壓返回時重新起動，檢測電壓可是整流濾波的主電壓。在此情況，即作為布朗輸出保護。也可以用PFC預調(diào)節(jié)器的輸出電壓保護，此功能服從于POWER-ON及POWER-OFF功能。L6599在輸入欠壓時關斷。此是用內(nèi)部比較器完成，如圖1

30、3所示，其同相輸入端為7PIN(LINE) ，比較器反相端內(nèi)部接于1.25V。如果LINE端電壓低于內(nèi)部基準，在此條件下，軟起動即被禁止，PFC_STOP端開路，IC功率消耗減下來，PWM工作重新使能狀態(tài)要在此端電壓高于1.25V。比較器用一個電流滯插入形成比較器的電壓窗口。在LINE端上電壓低于基準時，內(nèi)部1uA電流漏被激活打開，若電壓高于基準，即關斷。這種方式提供一個附加的自由度，使設置ON閾值及OFF閾值成為可能，選擇合適的外部電阻分壓網(wǎng)絡即可以實現(xiàn)。 圖13 線路電壓檢測功能電路及工作波形參考圖13，下面的關系式可以估出ON(Vinon) 及OFF(Vinoff) 的輸入電壓值。 求解

31、RH和RL給出： 當線路欠壓時被激活，無PWM。Vcc電壓連續(xù)在起動及UVLO閾值之間振蕩，見圖13。加入附加的安全測量，如果此端電壓超過7V，則器件關斷。如果電源電壓總在UVLO閾值以上，IC將重新起動，使其電壓降到7V以下。LINE端，當器件工作時，它是一個高阻抗輸入端，接到高值電阻處。這樣它傾向于抬舉一個噪聲，它可能改變關斷閾值或給出一個不希望有的在ESD測試中出現(xiàn)IC關斷的現(xiàn)象，用一支小濾波電容加到此端作旁路，用來防止任何這一類的不正常工作。如果此端功能不用可以將其接到一個電壓高于1.25V，但低于6V的地方。高邊驅動升壓電路部分浮動高邊驅動升壓電路部分用一個電容升壓電路來完成，這個方

32、案通常需要一支高壓快恢復二極管，去給升壓電容CBOOT充電，在L6599中，新的專利技術是用IC內(nèi)一只高壓DMOS取代外部高壓二極管，它工作在第三象限，由低邊驅動器（LVG）同步驅動，用一支低壓二極管與其源極連接。如圖14所示。圖14 L6599的內(nèi)部升壓電路二極管用于防止任何從VBOOT端返回Vcc的電流，在內(nèi)部電容沒有完全放電之前，可迅速將其關斷。為驅動同步DMOS，它需要一個高于電源電壓Vcc的電壓，此電壓由內(nèi)部充電泵來完成（圖14）。升壓驅動結構在給CBOOT重新充電時插入了電壓降，它隨工作頻率的增加而增加，還隨外部功率MOSFET的柵驅動功率增加，相當于MOSFET的RDS(ON)

33、的壓降和串聯(lián)二極管正向壓降之和。在低頻工作時，此壓降很小，可以忽略不計，但隨工作頻率的升高，必須計及此壓降。實際上，此壓降減少了驅動高邊MOSFET信號的電壓幅度，此驅動電壓幅度的減少會使高邊MOSFET的RDS(ON) 增大，從而損耗加大。這個概念應用于變換器的設計，在高的諧振頻率時（>150KHz）,特別是高頻滿載時。另一方面，在高頻輕載時，電流流過半橋低邊MOSFET的通道時，RDS(ON) 的增大可以不顧及。當然，檢查這一點用任何方法都是合理的，下面的公式用于計算升壓驅動器的壓降。 此處，Qg是外部功率MOSFET的柵電荷，r DS(ON) 是升壓DMOS的導通電阻，典型值（15

34、0），T chrge是升壓驅動的導通時間。它等于1/2的開關周期，減去死區(qū)時間TD。例如，用的MOSFET的柵電荷為30nc，升壓驅動器在開關頻率200KHz時壓降為3V。 如果升壓驅動器的有效壓降可忽略，采用外部超快二極管，也可省去內(nèi)部DMOS的壓降。L6599的應用介紹1. L6599與L6563聯(lián)合設計的高檔AC/DC適配器。采用L6563和L6599設計的90W適配器電源，為典型高端Noot Book應用，其空載待機損耗<0.4W，轉換效率極高。為實現(xiàn)此方案，前端PFC預調(diào)整器采用L6563，后級采用諧振半橋變換器控制器L6599，L6599的待機功能系采用在輕載時加入猝發(fā)功能，并關斷PFC級得到的，從而能滿足最新的AC/DC適配器的要求。此電路還提供了很好的滿載轉換效率。下面是此適配器電源的主要特性。l 全電壓輸入范圍90264Vac，4565Hz。l 輸出電壓電流為19V，4.7A，連續(xù)工作。l 主要諧波滿足EN6100-3-2規(guī)范。l 待機功耗小于0.4W（265Vac）。l 效率>90