異步電機直接轉矩控制策略研究

1、摘要繼矢量控制策略zu,直接轉矩控制策略是又一種高性能交流變頻調速策略。 然而，傳統(tǒng)的直接轉矩控制策略在轉矩脈動和磁鏈軌跡方而存在許多不足，影響 其發(fā)展和應用。針對傳統(tǒng)的直接轉矩控制策略存在轉矩和磁鏈脈動較大，電流諧 波較大，開關頻率不固定等問題，本設計是在異步電動機數學模型和直接轉矩控 制策略理論分析的基礎上，利用空間矢量脈寬調制的直接轉矩控制策略，使系統(tǒng) 性能得到有效提高。最后，以數字信號處理器tms320lf2407為控制核心、異步 電動機為控制對象，分別設計了直接轉矩控制控制系統(tǒng)的硬件部分和軟件部分。 硬件部分包括整流電路、逆變電路、控制電路。整流電路通過整流橋6ri30g120把 三

2、相交流轉變?yōu)橹绷?；逆變電路由智能功率模塊（ipm） pm25rsb120組成；控 制電路db tms320lf2407構成電壓、電流采樣電路和轉速檢測電路，以及實現(xiàn)異 步電動機的直接傳矩控制。關鍵字:異步電動機；直接轉矩控制；空間矢量脈寬調制技術；數字信號處理 器absractfollowing the vector control strategy, direct torque control strategy is a high-performance ac frequency control strategy. however, the conventional direct torqu

3、e control strategy has some deficiencies in the torque ripple and flux linkage trajectory, affecting their development and application. on the basis of the asynchronous motor mathematical models and theoretical analysis of direct torque control strategy, the design makes use of the research on the s

4、tator flux observation and control strategies for the problem of the large torque and flux ripple, current harmonics and the not fixed switching frequency, and design space vector pulse width modulation direct torque control strategy in order to improve the system performance finally, digital signal

5、 processor tms320lf2407 as the core, asynchronous motor as the object, respectively, design the hardware part and software part of the direct torque control system. the hardware includes a rectifier circuit, inverter circuit, control circuit. rectifier circuit makes three-phase ac into dc; inverter

6、circuit composes of intelligent power module (ipm) pm25rsb120; control circuits include voltage and current sampling circuit and speed detection circuit, in order to realize direct torque control of asynchronous moto匚keywords: asynchronous motor; direct torque control; space vector modulation; digit

7、al signal processor冃 錄1引言11.1交流調速技術的發(fā)展與現(xiàn)狀11.2直接轉矩控制技術的發(fā)展與現(xiàn)狀21.3本課題研究的內容32異步電機直接轉矩控制系統(tǒng)設計42.1異步電動機的數學模型42. 1. 1異步電動機的三相數學模型42. 1.2坐標變換62.1.3異步電機在靜止兩相正交坐標系小的動態(tài)模型72. 2直接轉矩控制原理基本理論82. 2. 1直接傳矩控制的基本思想82. 2. 2理想逆變器的數學模型92. 2.3空間電壓矢量與定了磁鏈的關系102.2.4空間電壓矢量與電磁傳矩的關系112.3直接轉矩控制的系統(tǒng)設計112. 3. 1磁鏈模型和轉矩模型122. 3.2磁鏈調節(jié)

8、器設計132. 3.3轉矩調節(jié)器設計132. 3. 4最優(yōu)開關表143基于tms320lf2407處理器的硬件設計163. 1系統(tǒng)總結構163.2主電路設計173.3控制電路設計203. 3. 1 dsptms320lf2407數字信號處理器介紹203. 3.2電源模塊213. 3.3時鐘電路233.3.4 pwm信號電平轉換和驅動電路233. 3.5 jtag 接 口電路243. 3.6電壓電流檢測調理電路253. 3. 7轉速信號檢測264系統(tǒng)軟件設計294. 1主程序294. 2電機轉速測量模塊304.3速度pi調節(jié)模塊314. 4定了磁鏈和轉矩計算模塊324.5電壓空間矢量pwm波的產

9、生325總結與展望34參考文獻35致謝361引言1.1交流調速技術的發(fā)展與現(xiàn)狀直流電氣傳動和交流電氣傳動于19世紀先后誕生，然而，在20世紀的絕大 多數時期內，鑒于直流傳動的優(yōu)良控制特性，一般在高性能的調速的傳動一般采 用直流調速。自從20世紀70年代以來，隨著電力電子技術和控制理論的發(fā)展， 交流電動機的控制技術取得了突破性的成果，高性能的異步電動機調速系統(tǒng)得以 廣泛的推廣應用。由于交流電機是強耦和，多變量的非線性系統(tǒng)。相對于直流電 機，實現(xiàn)良好的傳矩控制是非常困難的。交流電機的高性能調速方法一般是變頻調速。它不但能實現(xiàn)無級調速，并且 隨著負載的特性不同，通過適當調節(jié)電壓、頻率的關系，可使電機

10、始終高效運行 以及獲得良好的動態(tài)特性，比如低起動電流、高起動傳矩。交流調速控制技術的 發(fā)展經歷了電壓和頻率協(xié)調控制、速度閉環(huán)轉差率控制到矢量控制、直接轉矩控 制，控制理論的發(fā)展使調速系統(tǒng)性能不斷提高。電壓頻率協(xié)調控制是指調速時在 基頻以下使電壓幅值與頻率的比值保持恒定，實現(xiàn)恒傳矩調速運行；在基頻以上 調速時，輸出電壓維持在額定值，使磁通與頻率成反比減少，實現(xiàn)弱磁恒功率調 速運行。其調速系統(tǒng)結構簡單，只能滿足一般的調速要求不高的場合。轉速閉環(huán) 轉差率調速采用傳速閉環(huán)控制，給定傳速和檢測的傳速偏差經pi調節(jié)器得到轉差 率。轉速閉環(huán)反饋，轉差頻率控制是基于異步電動機穩(wěn)態(tài)數學模型，動態(tài)時磁通 不恒定，

11、因此將影響系統(tǒng)實際動態(tài)性能。20世紀70年代西門子工程師f.blashcke首先捉岀異步電機矢量控制，用于解 決交流電機轉矩控制問題，其主要思路是基于坐標變換把三相系統(tǒng)簡化為兩相系 統(tǒng)，再按轉了磁場定向的同步旋轉變換，實現(xiàn)定了勵磁分量和轉矩分量z間解耦, 從而實現(xiàn)交流電機的磁鏈和轉矩分別控制，并且獲得與直流調速系統(tǒng)相似的動、 靜態(tài)特性。20世紀80年代，德國depenbrock教授于提出直接轉矩控制，其思想是把電 機和逆變器作為一個整體，使用空間電壓矢量分析方法，在定子坐標系進行磁鏈、 轉矩的計算，通過磁鏈跟蹤型pwm逆變器的開關狀態(tài)直接進行轉矩控制。此控制 系統(tǒng)不需要對定了電流進行解耦，無需

12、矢量變換的復雜計算，并且結構簡單。隨 著電力電子技術、微處理器以及現(xiàn)代控制理論的發(fā)展，交流電機控制技術的發(fā)展 會日新月異，新型的控制策略正在不斷涌現(xiàn)，必將進一步推動交流調速的發(fā)展。1.2直接轉矩控制技術的發(fā)展與現(xiàn)狀直接轉矩控制(direct torque control, dtc)是繼矢量控制技術z后又一種新 型的高效變頻調速技術。直接轉矩控制技術在定了坐標系下計算電動機的轉矩和 磁鏈，采用雙位式控制器，并在pwm逆變器屮直接用這兩個控制信號產生輸岀電 壓，省去了旋轉變換和電流控制，簡化控制器的結構。其次，選擇定子磁鏈作為 被控量，計算磁鏈的模型可以不受轉了變化的影響，提高了系統(tǒng)的魯棒性。再次

13、 由于采用了直接傳矩控制，在加減速和負載變化的動態(tài)過程屮，可以獲得快速的 轉矩響應，但必須注意限制過大的沖擊電流，以免損壞功率開關器件，因此實際 的轉矩響應是有限的。但是，直接轉矩控制系統(tǒng)也有其不足z處，由于采用雙位 式控制，實際轉矩必然在上下內脈動，此外，磁鏈計算采用了帶積分環(huán)節(jié)的電壓 模型，積分初值、累積誤差和定子電阻的變化都會影響磁鏈計算的準確度。以上 兩個問題的影響在低速時都比較顯著，因而系統(tǒng)的調速范圍受到限制。因此抑制 轉矩的脈動、捉高低速性能便成為改進原始的直接轉矩控制系統(tǒng)的主要方向，例 如對磁鏈偏差和轉矩偏差實行細化，使磁鏈軌跡接近圓形，減少轉矩脈動。從目麗的研究現(xiàn)狀可以看出，直

14、接轉矩控制技術的發(fā)展趨勢主耍有以卜幾個 方而：(1) 現(xiàn)代控制技術的應用：現(xiàn)代控制理論屮各種控制方案的應用提高了系統(tǒng)的 動態(tài)性能和魯棒性。功能強大的數字處理芯片(dsp)的推出，使許多以前無法實現(xiàn) 的方法得以應用到實際控制系統(tǒng)屮，如自適應控制、變結構控制、模糊神經網絡 控制、神經網絡控制、卄線性控制等都能通過dsp來實現(xiàn)。(2) 全數字化的控制：直接轉矩控制結構簡單，特別適合于全數字實現(xiàn)。然而, 系統(tǒng)對于處理的實時性、快速性要求高，dsp能滿足這種需求，它具冇高速信號 處理和數字控制的功能，同時能故障監(jiān)視、診斷和保護，確保了系統(tǒng)的實時性和 可靠性。(3) 無速度傳感器的控制系統(tǒng)：在現(xiàn)代高性能交

15、流調速系統(tǒng)屮，速度閉環(huán)控制 是必不可少的，因此速度傳感器的安裝也是必不可缺的。由于速度傳感器的安裝, 系統(tǒng)的成木增加、穩(wěn)定性和可靠性降低，易受工作環(huán)境影響，因此無速度傳感器 的控制系統(tǒng)研究成為當前交流傳動熱門研究方向z-o目前的無速度傳感器控制 技術的調速范圍較小、動態(tài)性能差以及無法滿足高性能交流調速控制系統(tǒng)的需要 等。無速度傳感器控制技術采用檢測到的電機電壓、電流以及電機的數學模型觀 測出電機轉速，無需改造電機、省去速度傳感器、降低維護費用和降低惡劣環(huán)境 影響的優(yōu)點。提高轉速的觀測精度和動態(tài)響應速度，增強對電機參數變化的魯棒 性和增加速范圍是今后的主要研究方向。(4) 同步電機的控制：直接轉

16、矩控制技術主要的應用于異步電機，現(xiàn)在人們開 始將它用于永磁同步電機中。目麗國內對直接轉矩控制的研究仍十分活躍，主耍 體現(xiàn)在電機參數辯識，定子磁鏈準確觀測，無速度傳感器的直接轉矩技術的研究, 以及抑制低速區(qū)轉矩脈動和提高轉速調節(jié)特性等方而的研究。1.3本課題研究的內容木課題首先對異步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)的工作原理進行詳細分析，設計 了空間矢量脈寬調制的異步電機直接傳矩控制策略。主要完成以下工作：(1) 在分析異步電動機數學模型、逆變器數學模型的基礎上，深入研究異步電 動機直接轉矩控制系統(tǒng)的基木原理和結構。(2) 在分析磁鏈模型和轉矩模型的基礎上，設計了磁鏈調節(jié)器和轉矩調節(jié)器。(3) 設計了基于

17、空間矢量脈寬調制的直接轉矩控制策略，從而提高控制系統(tǒng)性 能。(4) 釆用tms320lf2407(dsp)構造全數字化交流調速控制系統(tǒng)，設計系統(tǒng)的 硬件電路和軟件部分。2異步電機直接轉矩控制系統(tǒng)設計2.1異步電動機的數學模型2.1.1異步電動機的三相數學模型異步電動機的數學模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)，因此在 研究異步電動機的數學模型時通常作如下假設：(1) 忽略空間諧波，設定了和轉了的三相繞組對稱，也就是在空間互差120°的 電角度，所產生的磁動勢沿氣隙按正弦規(guī)律分布；(2) 忽略磁路飽和，繞組屮的h感、互感都是恒定的；(3) 忽略鐵心損耗和磁滯損耗；(4) 不考慮頻

18、率變化和溫度變化對繞組電阻的影響。無論異步電動機轉子是繞線型述是籠型，都可以等效成三相繞轉子，并且折 算到定了側，折算后的定了和轉了繞組匝數相等。異步電機三相繞組可以是y聯(lián) 接，也可以是a聯(lián)接，以下均以y聯(lián)接進行討論。若三相繞組為a聯(lián)接，可以用 變換，等效為y聯(lián)接，然后，按照y聯(lián)接進行分析和設計。三相異步電機的物理模型如圖2-1所示，定了三相繞組軸線力、b、c在空間 是固定的，傳子繞組軸線b、c以角速度隨轉子旋轉。如以/軸間的電角度0 為空間角位移變量。規(guī)定各繞組電壓、電流、磁鏈的正方向符合電動機慣例和右 于螺旋定則。圖21三相界步電動機的物理模型異步電機的動態(tài)模型由磁鏈方程、電壓方程、傳矩方

19、程和運動方程組成。(1) 磁鏈方程異步電機每個繞組的磁鏈是它木身的口感磁鏈和其他繞組對它的互感磁鏈z 和，因此，六個繞組的磁鏈可用下式表示：屮b屮c屮b屮csa 厶bd 厶ca 4a4a(2-1)式屮力 /v 3 h定子和轉子相電流的瞬時值;屮2屮屮c，屮£屮2屮c各繞組的金磁鏈。(2-2)(2-3)(2-4)(2-5)(2-6)(2-7)厶aa,厶a是/相的自感，其余是互感,同理可得b、c相。(2) 電壓方程三相定子繞組的電壓平衡方程為atub"bk+警dtuc=icrccs dt與此相應，三相轉子繞組折算到定子側后的電壓方程為y警5"警其屮ua，% uc，ua

20、，5, uc定子和轉子相電壓的瞬時值； 心rr定子和轉子繞組電阻。(3) 轉矩方程根據機電能量傳換原理，在線性電感的條件下，磁場的儲能尤、為(2-8)電磁轉矩等丁電流不變只冇機械位移變化時磁場儲能對機械角位移(2-9)將(2-8)代入(2-9)得;7嗎嚴 r de s r de(2-10)(4) 運動方程忽略電力傳動系統(tǒng)傳動機構中的粘性摩擦和扭轉彈性，傳動系統(tǒng)的運動方程 為77p dt 式屮八包括摩擦阻轉矩的負載轉矩；j機組的轉動慣量；(2-h)np極對數。傳角方程為(2-12)綜上說明了異步電動機的動態(tài)數學模型是一個高階、非線性、強耦合的多變 量系統(tǒng)，為了簡化系統(tǒng)我們通常把它進行坐標變換，把

21、旋轉的三相變?yōu)殪o子的兩2.1.2坐標變換異步電機三相原始數學模型相當復朵，分析和求解這組非線性方程十分困難。 需通過坐標變換簡化為靜止兩相坐標系卜的動態(tài)數學模型，以便于進行分析和計 算。異步電機數學模型z所以復朵，關鍵是因為有一個復雜的電感矩陣和轉矩方 程，它們體現(xiàn)了異步電機的電磁耦合和能量轉換的復雜關系。因此簡化數學模型 需從電磁耦合關系入手。利用在不同坐標系下所產生的磁動勢相等可以把三相繞 組簡化成兩相正交對稱繞組，再通過旋轉磁動勢相等，可以簡化成靜止的兩相繞 組。三相兩相變換根據磁動勢相等和變換前后總功率不變，三相靜止坐標系到兩相靜止坐標系 的變換矩陣為則英逆矩陣為2v3217t_2_v

22、3217t(2-13)_2_2v22(2-14)(2) 旋轉正交靜止兩相變換圖2-2 2r/2s坐標變換圖22中繪出了妙和dq坐標系中的磁動勢矢量，繞組每相有效匝數均為tv?，磁動勢矢量在相關的坐標軸上。兩相交流.、2卩和兩個直流、0產生同樣以角速度0旋轉的合成磁動勢f。旋轉兩相正交坐標系到靜止兩相正交坐標系的變換陣是cos (p sin (pc2r/2s =.屮屮(2-15)sin© cos©則靜止兩相正交坐標系到旋轉兩相正交坐標系的變換陣為2&/2r =cos。sin©sin/cos0(2-16)2.1.3異步電機在靜止兩相正交坐標系中的動態(tài)模型經坐標

23、變換，得到兩相靜止坐標系下的交流異步電動機動態(tài)數學模型為:(1)電壓方程rs+lsp0lmp0 0rs + hp0p如%lgpco+ lrpcolx%卩丄_ s厶n厶丿-colrr + lrp_0軸分量;g、(2-17)%分別為定子式中，他卩分別為定子繞組三相電壓的繞組三相電流的a、0軸分量；z/g、卩分別為轉子繞組三相電壓的q、0軸分量； 比、5分別為轉了繞組三相電流的q、0軸分量；尺為定了繞組電阻；心為轉了繞 組電阻；5為定子與轉子繞組間的互感；厶、厶分別為定、轉子繞組的自感；©為 轉了速度；p為微分算子。對于鼠籠型異步電動機，轉子是短路的，所以轉子側 電壓分量wra> w

24、rp為零。(2)磁鏈方程l,0an00s卩0厶0屮wlm00/rp_0an0ra(2-18)式中，、仏卩分別是定了繞組三相磁鏈的么、"軸分量；屮g、仏0分別是轉了 繞組三相磁鏈的g、”軸分量。(3) 、轉矩方程4 弓p(0/s卩山)式屮，你為電機極對數(4) 、運動方程， j dcor=lnp dt 式屮，近為負載轉矩，丿為轉動慣量(2-19)(2-20)2. 2直接轉矩控制原理基本理論 2. 2.1直接轉矩控制的基本思想在1985年，德國魯爾大學教授dcpcnbrock首次提出了直接轉矩控制(direct torque control,簡稱dtc)理論，于1 987年推廣到弱磁調速

25、范圍。dtc使定了磁 場按照正六邊形軌跡運動，由于正六邊形的六條邊與6個非零電壓空間矢量相對 應，可以通過三個施密特觸發(fā)器來切換逆變器的6個工作狀態(tài)，直接通過6個非 零電壓空問矢量實現(xiàn)對磁鏈軌跡跟蹤控制。和其他方式相比dtc結構簡單，在輸 出同頻率時元件開關次數最少，開關損耗低，因此在要求元件開關頻率不太高的 大功率場合得到廣泛的應用。dtc己成功地應用于兆瓦級交流電氣傳動機車上， 例如德國的大功率gto電力機車和siemens公司研制的樣車eurosprinter 等等。由于定子磁鏈是按照六邊形軌跡運動的，因而電壓、電流波形畸變比較大, 低速時轉矩脈動較大，在一定程度上限制了直接轉矩控制的應

26、用。直接轉矩的另一種形式是由日木學者i.takahash提出的定了磁鏈運動軌跡近 似為圓型的控制方案。這種方法通過計算電機的轉矩和磁鏈誤差，結合電機定子 磁鏈的空間位置來選擇相應的開關矢量。磁鏈運動軌跡近似為圓形，能在一定程 度上減少電壓、電流中的諧波成分，但控制系統(tǒng)相對復雜一些。直接傳矩控制方法的基本思路是把電機與逆變器看作一個整體，采用空間電 壓矢量分析方法在定子坐標系上進行磁鏈、轉矩計算，通過選擇逆變器不同的開 關狀態(tài)直接對轉矩進行控制。不同于矢量控制技術，它不是通過控制電流、磁鏈 等量來問接控制轉矩，而是直接以轉矩作為被控制量進行控制。因此它并非要極 力獲得理想的正弦波波形，也不是專門

27、強調磁鏈的圓形軌跡。相反，從控制轉矩 角度出發(fā)，強調轉矩的直接控制效果，采用離散的電壓狀念和六邊形磁鏈軌跡或 近似圓形磁鏈軌跡的概念。直接轉矩控制不需耍模仿直流電機的控制，也不需耍 為解禍而簡化交流電機的數學模型，它只是在定子坐標系下分析交流電機的數學 模型，控制結構簡單，便于實現(xiàn)全數字化。直接轉矩控制中磁場定向采用定了磁 鏈，定子磁鏈計算過程屮存在的電機參數只冇定子電阻，這是一個比較容易得到 的參數：而矢量控制磁場定向所用的是轉子磁鏈，轉子磁鏈計算需要知道電機轉 了電阻和電感，而得到這兩個參數比較復朵、困難。因此，直接轉矩控制對電機 參數的依賴與矢量控制相比要小很多，控制性能，受參數變化影響

28、也比較小。2.2.2理想逆變器的數學模型直接轉矩控制是把逆變器和電機作為一個整體來考慮的。通過控制異步電機 的輸入電壓來控制定了磁鏈，且異步電機的輸入電壓完全取決于逆變器的開關切 換模式。在交流調速系統(tǒng)中，通過正確控制逆變器開關狀態(tài)的切換，使電機氣隙 獲得一個近似圓形旋轉磁場。逆變器分為電壓型和電流型，由于直接轉矩控制需 耍用輸出電壓來控制定了磁鏈和電磁轉矩，因此，直接轉矩控制系統(tǒng)選用電壓型 逆變器作為主電路，如圖23所示。電壓型逆變器由三個橋臂，六個開關（§、s；、凡、久、g、s；）組成，其小開關：、s；稱為。相開關，»、sb稱為b相開關，sc、s；稱為c相開關。由于逆變

29、 器采用雙極性調制，每相橋臂的上下兩個開關器件呈互鎖關系，所以三組開關冇8 種開關組合狀態(tài)。如杲規(guī)定q、b、c三相輸出的某一相與“ + ”極接通時，該相 的開關狀態(tài)為“1”態(tài)，與負極接通時為“0”態(tài)，根據每一橋臂導通狀態(tài)的不同, 可以得到8個不同的電壓空間矢量，將開關量從0到7排列，可得8種開關狀態(tài) 表如表2-1 o表21逆變器的8種開關狀態(tài)表狀態(tài)5u2u3“4“5%u1sa00001111&00110011010101012.2.3空間電壓矢量與定子磁鏈的關系異步電動機的三相定了繞組接成星形，在恒幅值變換的原則下，其輸出電壓 空間矢量/）的park矢量變換式為：根據式（221）可以計

30、算得到各開關狀態(tài)對應的電壓空間矢量，如圖2-4所示。逆變器的6個工作電壓狀態(tài)得到了 6個不同方向的有效電壓空間矢量，它們的順 是叭仏"2 均如5,并依次沿逆時針方向周期性的旋轉，其運動軌跡為六邊 形，6個有效電壓空間矢量的幅值相等相位互差60°。其余兩個零電壓矢量“°、幻位 于六邊形的屮心。當異步電動機的三相對稱定子繞組由三相平衡正弦電壓供電時，逆變器的輸 出電壓上）直接施加到異步電動機的定了繞組上有：仏訂（mx （加 x（2-22）當電機轉速不是很低時，可以忽略定子電阻壓降，則定子電壓與磁鏈的空間矢量關系口j為:圖24定子電圧空間矢最圖(2-23)2.2.4空間

31、電壓矢量與電磁轉矩的關系根據電機的數學模型可得到轉矩與磁鏈的表達式：廠=1幾|匕帆麗(2-24)式屮，人為電機的漏電感，幾=3/2, &是定子磁鏈與轉子磁鏈的夾角。顯然 可得，界步電動機的轉矩與定了磁鏈幅值、轉了磁鏈幅值有關以及和它們的夾角 有關。一般在實際運動過程中要保持定了磁鏈幅值不變，轉了磁鏈幅值由負載決 定，于是通過改變磁通角的大小來改變電機轉矩的大小。直接轉矩控制就是通過 空間電壓矢量來控制定了磁鏈的旋轉速度，從而改變定、轉了z間的夾角來控制 電機的轉矩。2.3直接轉矩控制的系統(tǒng)設計如圖25,直接轉矩控制系統(tǒng)是一個雙閉環(huán)的調速系統(tǒng)，內環(huán)采用磁鏈和轉矩 閉環(huán)控制。通過對定了端電

32、流、電壓的采樣信號進行3s/2s變換，再計算q 0靜 止處標系下的網相電壓、電流，然后同速度反饋信號一起進入轉矩觀測模型和磁 鏈觀測模型，得到磁鏈和轉炬的估計值幾、tf,在轉炬調節(jié)器和磁鏈調節(jié)器屮與 轉矩和磁鏈給定值肖；、町進行比較，得出系統(tǒng)的狀態(tài)信息，最后根據磁鏈扇形區(qū) 間判斷模塊的輸出信號，從開關狀態(tài)表中選出適合的開關狀態(tài)張動逆變器，給電2. 3.1磁鏈模型和轉矩模型磁鏈控制環(huán)節(jié)包括磁鏈觀測和磁鏈調節(jié)，保持定子磁鏈幅值恒定，實現(xiàn)電機 良好的動態(tài)性能，并根據觀測器的磁鏈相位來判斷磁鏈矢量所在的扇區(qū)位置。由 定子電壓方程的磁鏈模型為：圖2-6泄子磁鏈觀測模型結構槪圖(2-25)根據式（2-25

33、）可以得到磁鏈觀測模型如圖2-6,這樣的是ui模型。根據已給出的定子磁鏈與傳子磁鏈矢量積表達的電磁傳矩方程式，可以得到 電磁轉矩觀測器的數學模型為：(2-26)2. 3. 2磁鏈調節(jié)器設計在直接轉矩控制系統(tǒng)屮，磁鏈調節(jié)就是對定子磁鏈幅值進行兩點式調節(jié)，由 磁鏈滯環(huán)比較器實現(xiàn)，也就是施密特觸發(fā)器。調節(jié)器的容差寬度為士,即定子磁 鏈幅值相對于給定值所允許的波動范圍。磁鏈調節(jié)器的輸入信號是磁鏈給定值與 磁鏈反饋值z差，其輸出值為磁鏈開關信號。如圖27是磁鏈調節(jié)器的原理圖：圖2-7磁鏈調節(jié)器的原理圖其屮呎是磁鏈給定值，必是磁鏈反饋至，久是磁鏈給定值和反饋值的誤差值, 5、為誤差帶，0呦是磁鏈調節(jié)器的輸

34、出，根據原理圖可以得出磁鏈調節(jié)器的 輸岀：歹c > j % i ；（減小磁鏈）0c <0out =1 ；（減少磁鏈）2. 3. 3轉矩調節(jié)器設計轉矩調節(jié)的作用就是實現(xiàn)對轉矩的直接控制。利用滯環(huán)比較器來實現(xiàn)，為了 減少轉矩脈動，電磁轉短控制采用三點式調節(jié)，引入了零電壓矢量。交流電機轉 矩變換的轉速是一個積分環(huán)節(jié)，只受轉矩的影響，不受其他控制量的影響。因此 轉矩的控制是直接轉矩控制系統(tǒng)的關鍵，轉矩調節(jié)器的原理如圖2-8o如圖可知，其屮"是轉矩的給定值，7；是轉矩的反饋值，7；是給定值和反饋 值的誤并值。原理如卜te > %, 7；ul = 1 ；（增加電磁轉矩）te &

35、lt; -t, 7；ut =0；（減少電磁轉矩）圖2-8轉矩調節(jié)器的原理圖2. 3. 4最優(yōu)開關表如圖29,電壓空間矢量將平面劃分為6個扇區(qū)，6條虛線代表各個扇區(qū)間的 分界線，每個扇區(qū)包含一個非零電壓矢量，并口是該扇區(qū)的角平分線，稱扇區(qū)主 矢量。圖2-9電壓空間欠量扇形區(qū)域根據磁鏈和轉矩調節(jié)器的輸出來選擇下一周期要施加的電壓矢量，實現(xiàn)電機 的直接轉矩控制，需要兼顧磁鏈和轉矩的控制。以2扇區(qū)為例來，在此區(qū)域中， %3、為正向力矩矢量，"1、為反向力矩矢量，而“4、是使磁鏈減小的矢量， 、聽是使磁鏈增大的矢量。因此如果需要既增大磁鏈，同時乂需要正向力矩的話, 就應該選擇電壓矢量均；如果增

36、大磁鏈，同時需要反向力矩的話，選擇血；如果 減小磁鏈，同時需要止向力矩的話，選擇妁；如果減小磁鏈，同時需要反向力矩 的話選擇綣。利用這樣的原理，在整個磁鏈角空間里列成一個定子向量表，來表 示在不同區(qū)域里所右情況下的電壓矢量選擇，在此區(qū)域中具休的選擇方法（鴨逆 時針運動）如表22所示：綜上可以把直接轉矩控制總結為：在控制系統(tǒng)中根據定子磁鏈的幅值以及電 磁轉矩的當前值，分別與給定的磁鏈的幅值以及電磁轉矩的值進行比較，給出止 確的磁鏈開關信號，從6個有效電壓矢量中選擇一個最佳的控制矢量，使電機運行在期望最佳狀態(tài)。表22轉矩、磁鏈、扇形區(qū)間開關控制表扇形區(qū)間位罠123456tout 0 out0

37、76;"5%uxu2w3u41況3“5%uxu21 ¥ %ux“2%3u4u51 u23u4%5"6u3基于tms320lf2407處理器的硬件設計3.1系統(tǒng)總結構針對本文提出的基于電壓矢量作用時間模糊控制的永磁同步電機直接轉矩控 制系統(tǒng)，設計出基于dsp的全數字化控制系統(tǒng)?？刂破饕詔i公司的dsp芯片 tms320lf2407為核心，功率驅動電路采用智能功率模塊（ipm）。整個系統(tǒng)結構如 圖3-1所示，主要包括主電路、檢測電路、控制器與保護電路等幾個部分。主電 路結構采用交直交電壓型模式，主要包括整流濾波模塊、逆變模塊和電源模塊， 并附以電流、電壓檢測電路等。整

38、流模塊采用三相不可控的整流橋。逆變部分采 用智能功率模塊（ipm）, ipm模塊內部除了三相全橋igbt外，述內置igbt驅 動電路、故障檢測保護電路。由于ipm的使用，使得主電路結構大為簡化且可靠 性增強，大大方便了用戶的使用，當負載發(fā)生異?；蛘呤褂貌划敹a生過壓、過 流、過熱等故障時，ipm會啟動自我保護機制，關閉功率開關器件，并輸岀報警 信號供控制器或相關保護電路處理。電源模塊采用單端反激式開關電源，電流的 檢測采用霍爾電流傳感器，電壓的檢測釆用母線端跨接電阻分壓實現(xiàn)。電控制圖3-1基于dsp的異步電機直接轉矩控制系統(tǒng)總圖3.2主電路設計由系統(tǒng)結構框圖可知主電路(如圖32)由三相整流電路

39、、濾波電路、逆變電 路組成。被控電機參數為：a聯(lián)接、額定功率pn = 2.2kw .頻率/n=50hz、額定 電壓c/n =380v .額定電流/n=5a、額定轉速 =1420r/min、額定轉矩 tn =14.48nm。(1) 三相整流電路整流電路的主要作用是將電網的交流電整流后提供給逆變電路和控制電路。 采用二極管構成的三相橋式不可控整流電路，故輸出電壓為脈動的直流電壓。通過二極管的峰值電流即電機最大負載吋的峰值電流，為電機額定電流的5-6 倍，取im = 25a ,則二極管電流的有效值為i 1 q 加3°1厲冷云1滋宀葯人i44acd二極管額定電流為人=(1.5 2)£

40、; = 13.8a 18.4a(3-2)n1.57考慮到濾波電容充電電流影響，需留有較大電流余量，選用/n=25a。二極管額定電壓為un = (2 3)口“ =(2-3)v2x380 = 1200v(3-3)根據上式確定的電壓、電流以及市場供貨情況，選用富士二極管整流模塊 6ri30g-120即(最大平均電流為30a,二極管最大反向壓降為1200v)。(2) 濾波電路整流橋輸出直流電壓是脈動的，其脈動頻率為交流市電頻率的六倍。為了減 少直流脈動，在整流橋的輸出端用大電容濾波，使電壓的大小基本保持不變。當沒加濾波電容吋，整流環(huán)節(jié)的輸出平均直流電壓為%=亠卩線=513v(3-4)tc加上濾波電容后

41、，直流電壓的最大電壓可達到交流線電壓的峰值：嘰=屁線=537v(3-5)濾波電容越大越好，但考慮到成本等因素，故可選用4組每組兩個 820pf/450v電解電容串聯(lián)后再并聯(lián)，總耐壓值為900r，總電容量為1640嚇。主 回路工作時，由于功率器件的開關頻率很高，開關動作時會在直流環(huán)節(jié)產生電流 突變，ipm的輸出側不可避免地冇雜散的電感存在，因此會在雜散電感兩端產生 電壓尖峰。為了減小電壓尖蜂的影響，避免疊加后的電壓超過igbt的耐壓值，在 ipm的輸入端接入了由無感電阻r3、無感電容c3和快恢復二極管d1等組成的吸 收電路，從而冇效抑制了 igbt開關時的電壓尖峰，使開關電壓波形更趨于平滑。 過

42、壓、欠壓保護是利用電阻分壓采集母線電壓，與規(guī)定值相比較；預充電電路是 由于開啟主回路時，大電容充電而引起電流過大，這樣會損壞硅堆。在主回路上 串聯(lián)限流電阻r1,當電容電壓達到規(guī)定值時，啟動繼電器把r1短路，主回路進 入正常工作狀態(tài)，其中電容電壓的檢測用r7和r13分壓，分別控制繼電器k。(3) 逆變電路逆變環(huán)節(jié)的功率開關管的選擇要考慮電機的額定功率和啟動電流，以及流過 igbt集電極的電流人為：ic =(15 2)人=(1.5 2)x72xx/n =15.9 21.2a(3-6)式屮，幾為電機的過載系數，一般取1.52。igbt正反向峰值電壓為：uc = (2 2.5)um = (2 2.5)

43、v2c/n = 1074 1342v(3-7)為了減少器件數目、提高可靠性、縮短開發(fā)周期，本系統(tǒng)采用igbt的智能 功率模塊ipm (intelligent power module) ipm把功率開關器件和驅動電路集成 在一起，而且還內有欠電壓、過電流、短路等故障檢測電路，并可將故障信號送 到dsp作保護處理。ipm由高速低功耗的管芯和優(yōu)化的門級驅動電路以及快速保 護電路構成。即使發(fā)生負載事故或使用不當，ipm也可以自身不受損壞。ipm正 以其可靠性高、用戶使用方便的特點贏得越來越多的市場，尤其適合作驅動電機 的變頻器，是一種理想的電力電子器件。ipm的優(yōu)點如下：(1) 使用方便：ipm內置

44、相關外圍電路，可縮短開發(fā)時間，加快產品上市；無 須采取防靜電措施；大大減少了外接元件數目，使得體積相應小。(2) 低功耗，ipm內部的igbt導通壓降低，開關速度快，而月.采用了專門ic對門極進行控制、保護，彳、需要考慮短路和開關浪涌帶來的裕量問題，實現(xiàn)了真 正的高性能化，故ipm功耗小。(3) 強大的保護功能，ipm中的每一個igbt單元都設有各門獨立的驅動電路 和多種保護，能夠實現(xiàn)過流、短路、過壓、控制電源欠壓等保護功能。只要保護 電路動作，即使有控制信號輸入，ipm的輸入信號也被禁止。同時輸岀報警信號。 各種保護功能簡單介紹如f：電源欠壓鎖定(uv)避免欠壓保護電路頻繁切換, 保證電路的

45、正常運行。內部控制電路有一個15v的直流電源供電，如呆電源電壓 低于規(guī)定的欠壓動作數值(uv), igbt將被關斷并輸出一個故障信號。但是小毛刺 的干擾(低電壓時間低于規(guī)定的幾)時欠壓電路保護電路不動作；過流保護(oc)- 避免浪涌電壓過高或者過流，由于對每個igbt的集電極電流進行檢測，所以 無論哪個igbt發(fā)生異常都可有效的保護ipm；短路保護(sc)如果負載發(fā)生 短路或系統(tǒng)控制器故障而導致了上下橋臂同時導通，ipm內置短路保護電路將關 斷igbt,當流經igbt的電流超出電流短路動作數值時，軟關斷將立即啟動，并 輸出一個故障信號foo所有故障信號相與后經過光耦隔離，生成一個低有效的故 障

46、信號，送給dsp的外部中斷引腳pdfintx ,通過它來封鎖輸出pwm脈沖。 根據計算結果，逆變器采用三菱的ipm模塊，型號為pm25rsb120,容量為25a、 1200v,其內部結構如圖33所示，由該圖可以看出，pm25rsb120里面封裝了六 只igbt及其驅動電路，該模塊需要四組獨立的電源供電，其中上橋臂三路各采 用一組獨立電源，下橋臂三路驅動電路共用一組電源。-o 8 z u. >-5s os o8> 500丄 -szdzo cjno圖3-3 pm25rsb120結構原理圖(4) 能耗制動。由于二極管整流器不能為異步電機的再生制動提供反向電流的 通路，所以用電阻（圖34屮

47、的rb）吸收制動能量。異步電機在減速制動時進入 發(fā)電機狀態(tài)，首先通過逆變器的續(xù)流二極管向電容充電，當中間直流回路的電壓 升高到一定限制值時，使igbtq7導通，從而將電動機釋放出來的動能消耗在制 動電阻rb ±0圖3-4是制動電路原理圖，由制動電阻和一只igbt串聯(lián)連接組 成制動單元，然后并聯(lián)在直流回路。其中igbt選用三菱的igbt模塊，制動電 阻的大小根據參考文獻中的設計方法選取。工作原理如下：*dsp檢測母線端電 壓，當此電壓高于正常直流電壓的1.15倍時，即由dsp的i/o 口發(fā)出控制信號, 該控制信號經過光耦隔離驅動q7,使其導通，這樣使電動機的動能消耗在制動電 阻rb上。

48、圖3-4制動電路原理圖3.3控制電路設計以dsp為核心的控制電路是整個系統(tǒng)的核心，它的功能是實現(xiàn)交流電機的伺 服控制、監(jiān)控整個系統(tǒng)的工作狀態(tài)等。dsp控制板以運算能力高達40mips的dsp 芯片tms320lf2407為核心，包括電源、時鐘和復位電路以及jtag仿真接口， 還包插6路pwm控制輸岀、電平轉換電路、電流檢測和電機轉速檢測信號調理 電路。3. 3. 1 dsptms320lf2407數字信號處理器介紹tms320lf2407芯片是美國ti公司生產的16位定點數字信號處理器,它采用 先進的哈佛結構，程序存儲器和數據存儲器有獨立的總線結構，提高了它的處理 能力，主要特性如下：（1）由

49、于采用了高性能的靜態(tài)cmos制造技術，因此該dsp具有低功耗和高速 度的特點。工作電壓3.3v,冇4種低功耗工作方式。單指令周期最短為25ns(40mhz), 最高運算速度可達40mips,四級指令執(zhí)行流水線。低功耗有利于電池供電的應用 場合，而高速度非常適用于電動機的實時控制。(2) 由于采用了 tms320c2xxdsp cpu的內核，因此保證了與tms320c24x系 列dsp的代碼兼容性。(3) 片內集成了 32k字的flash程序存儲器、2k字的單口 ram、544字的雙口 ram。因而使該芯片可用于產品開發(fā)?？删幊痰拿艽a保護能夠充分地維護用戶的 知識產權。(4) 提供外擴展64k字

50、程序存儲器、64k字數據存儲器、64k字i/o的能力。(5) 兩個專用于電動機控制的事件管理器(ev),每一個都包含：2個16位脈 寬調制(pwm)輸岀通道；1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳pdpintx (其狀態(tài) 可從comconx寄存器獲得)；可防止上下橋臂直通的可編程死區(qū)功能；3個捕捉 單兀；1個增量式光電位置編碼器接口。(6) 可編程看門狗定時器，保證程序運行的安全性。(7) 16通道10位a/d轉換器，貝有可編程門動排序功能，4個啟動a/d轉換 的觸發(fā)器，最快a/d轉換時間為375nso(8) 控制器局域網(can) 2.0b模塊。串行接口 spi和sci模塊?；阪i相環(huán) 的時鐘發(fā)生器

51、(pll)o 41個通用i/o引腳。32為累加器和32為中央算術邏輯單 元(calu)； 16位x 16位并行乘法器，可實現(xiàn)單指令周期的乘法運算；5個外部 中斷。ieee標準的jtag仿真接口。3.3.2電源模塊(1)如圖3-5中的js159-15為開關電源模塊。js159j5開關電源模塊的輸入直 流電壓:170-700v；額定功率：60wo共冇七路獨立輸出，其額定輸出電流分別 為+5v： 1a (與±15 共地);24v： 2a； ±15v：每路200ma (5v電流調整為1a時);15vx3:每路150ma (5v電流調整為1a時)；15vxl： 300ma (5v電流

52、調整為1a時)。管腳如下：v1+, v1g： 15v (ipm 下三橋共用驅動電源 1)； v2+, v2g： 15v (ipm ±橋獨立驅動電源2）； v3+, v3g： 15v （ipm±橋獨立驅動電源3）； v4+, v4g： 15v （ipm±橋獨立驅動電源4）。p表示輸入直流電源止極，n表示輸入直流電源地（負），范圍直流170-700vo +5v：通過電壓轉換為dsp供電gnd： +5v地，與±15v共地，與控制板電源共地。15g： ±15v地，與5v共地。+ 15： +15v,輸出至運放電路，電流傳感器，霍爾編碼器等，為避免毛刺，需

53、 耍相應濾波和去耦。-15：15v,同上。24g： 24v 地。+24： +24v,當反饋電壓5v為1a時，輸出電流最高2a,可作為繼電器或 風扇電源。tps7333gndresetensenseinoutinoutu16876510ufresetr39+3.3vc3c33o.olufvi +v1gv2+v2gv3+v3gv4+v4gpv1+nv1gvdcv2+24v+v2g24vgv3+15vv3g-15vv4+5vv4ggp n vdc 24v+ 24vg + 15v -15v +5v gjs159-15圖3-5電源模塊（2）電壓轉換。采用ti公司的電源轉換芯片tps7333將5v電壓轉換

54、為3.3v 為tms320lf2407 dsp供電。tps7333是微功耗低壓差穩(wěn)壓器，具有延遲微處理 器復位功能，其輸出電流可以達到500ma,且接口電路卄常簡單，只需接上必要 的外圍電阻，就可以實現(xiàn)電源轉換。in端是電壓輸入端，輸入電壓為5v, out端 是電壓輸出端，在25°c時的典型值是3.3v。頤為使能端，甌et為欠壓低電平 輸出端，如杲由于負載的ii舜變或其它情況致使out的輸出出現(xiàn)欠壓，則甌et輸 出低電平，該信號輸入給系統(tǒng)復位電路。3.3.3時鐘電路tms320lf2407 dsp使用嵌入到cpu內核的鎖相環(huán)（pll）,從一個較低頻 率的外部時鐘合成片內的時創(chuàng)鎖相環(huán)的

55、倍頻可以通過編程實現(xiàn)。本設計使用一 個有源20mhz的晶體振蕩器，連接到xtal1/clkin和xtal2引腳，如圖3-6所 示。pll模塊使用外部濾波器電路回路來抑制信號抖動和電磁干擾，濾波器電路 回路連接到dsp芯片的pllf和pllf2引腳。c18c20pllfpllf222pf二y1 対 al1c1920m xtal2122pf3.3nf150nfc21r3524圖36時鐘電路3. 3.4 pwm信號電平轉換和驅動電路出于控制板中tms320lf2407的i/o 口的基準電壓是3.3v,那么dsp輸出的 6路pwm也是+3.3v的，而驅動板中的驅動信號的隔離電路即光耦hcpl4504工

56、 作電壓是+5v。如圖3-7所示，若dsp過來的pwm信號為低電平，那么光耦導通, 從而相應的igbt也導通；但是如果pwm信號為高電平+3.3v,前向電流 /f =（53.3）一330 = 551ma,就有可能使光耦導通，從而發(fā)生igbt誤導通的事 故，損壞ipmo所以dsp輸出的6路pwm信號必須經過電平轉換后再輸入光耦。 +3.3v屯平到+5v電平單向轉換可以使用芯片74hc245實現(xiàn)。+5330 hcpl4504圖3-7 pwm控制電路圖3-8 dsp輸出的六路pwm波形與光耦z間的電平轉換電路，74hc245的 oe端接低電平使能輸出，dir端接低電平，使信號從a端輸入b端輸岀o74hc2