小功率開關(guān)電源的經(jīng)濟效益提升方案

1、（財務(wù)知識）小功率開關(guān)電源的經(jīng)濟效益提升方案20XX年XX月多年的企業(yè)咨詢豉問經(jīng)驗.經(jīng)過實戰(zhàn)驗證可以落地機行的卓越管理方案，值得您下載擁有小功率開關(guān)電源的經(jīng)濟效益提升方案（ RCC 電路的徹底解析）在輸出小于50W 的小型開關(guān)電源系統(tǒng)中，目前在設(shè)計上有很多種，但RCC方式被運用的能夠說是最多的。RCC （即Ringingchokeconvertor ）的簡稱，其名稱已把基本動作都附在上 面了。此電路也叫做自激式反激轉(zhuǎn)換器。RCC 電路不需要外部時鐘的控制， 由開關(guān)變壓器和開關(guān)管就能夠產(chǎn)生振蕩的原因，使線路的結(jié)構(gòu)非常的簡單，這樣就致使成本低廉。所以能夠用之中電路來做出地價格的電源供應(yīng)器。而市場上

2、的小型電源供應(yīng)器也是采用 RCC 來設(shè)計的。RCC 電路的主要優(yōu)缺點如下：1 、電路結(jié)構(gòu)簡單，價格成本低。2、自激式振蕩，不需要設(shè)計輔助電源。3、隨著輸出電壓或電流的變化，啟動后，頻率周期變化很大。4、轉(zhuǎn)換的效率不高，不能做成大功率電源。5、噪聲主要集中在低頻段。RCC 電路的基本工作過程?；緸榉醇な阶儞Q器圖壹反激式電源的基本結(jié)構(gòu)圖壹為反激式電源的基本結(jié)構(gòu)，由壹個開關(guān)管和變壓器組成，當開關(guān)管導(dǎo)通時，只在變壓器儲存能量，而在直流輸出端沒有功率的輸出。按照圖壹，變壓器的壹次側(cè)線圈用 Lp 來表示， 在開關(guān)管 Tr1 導(dǎo)通期間流過集電極電流Ic1 ， 變壓器的儲能為：P=1/2Lp（ Ic1 ）

3、2其次，當 Tr1 截止時，變壓器的各線圈不但有逆向電壓發(fā)生，輸出側(cè)整流二極管也導(dǎo)通，變壓器所存儲的能量則移到輸出側(cè)。也就是說Tr1 在導(dǎo)通期間，變壓器存儲能量，在截止期間輸出能量（電源）。又從變壓器的原理可知，壹次側(cè)所流入的能量壹定等于二次側(cè)直流所輸出的能量。所以可得到以下公式：1/2Lp*Ic1 2*f=Vo*Io上式中 f 為工作頻率Vo 為輸出直流電壓Io 為輸出電流。CRCC的啟動回路圖二為 RCC 方式的基本原理圖，當加入輸入電壓Vin （電阻連接Tr1 的基極），電流 Ig 流過 RG， Tr1 開始導(dǎo)通， 此時 Ig 為啟動電流。 開關(guān)管 Tr1 的集電極電流Ic 波形如圖三，

4、壹般的，必須從0 開始啟動。 Ib 變得越小越好。圖二： RCC 基本原理圖圖三：開關(guān)管集電極Ic 波形圖Tr1 壹旦進入導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器P1 繞組已經(jīng)加上了 Vin ，因此 P2 繞組為按照各個的圈數(shù)比所形成的電壓為：Eb= （ Nb/Np ） Vin這個電壓更因在Tr1 導(dǎo)通時，極性相同，因此Tr1 在導(dǎo)通狀態(tài)時能繼續(xù)維持，此時基極電流Ib 為：Ib= （ Nb/Np ） *Vin （ Vf+Vbe ） /Rb像定電流般的繼續(xù)流動。其實， Tr1 的集電極電流Ic=Vin*T/Lp ， Ic 隨時間成比例增大。 在 Ton 期間， Tr1呈飽和狀態(tài)，hfe > （Ic/Ib ） （h

5、fe :直流電流放大率。）見圖4所示。圖 4：集電極電流Ic1 波形。選擇基極電阻Rb的重要性前面的工作說明是在輸出電壓穩(wěn)定后的初期狀態(tài)。此線路的開關(guān)管基極的驅(qū)動條件極為重要，例如：輸入電壓Vin 上升，則 Ib 也增加， Ic 同時跟著增加，也就是說 Tr1 導(dǎo)通時間增長。反之，若輸入電壓Vin 下降，未達到必要的 Ic ，則 Tr1不能導(dǎo)通，如此Tr1 的直流電流放大率hfe 也需要考慮，最低的輸入電壓由 Ib流過的基極電阻Rb 來決定。如何決定 P2 線圈的匝數(shù)？若開關(guān)管Tr1 截止時，（如圖 5 ）開關(guān)管射極和基極間加上逆向電壓，則使用的三極管的 Veb （ max ）決不可超過以下條

6、件：Nb/Ns<Veb（max）/（vo+vf）圖 5： Tr1 截止時波形Rb 有電流流過，變成像圖 6 的方波。圖 6： RCC 的脈動波形求 Rb 所損失的功率PRB其中 為開關(guān)管導(dǎo)通時間， T 為開關(guān)振蕩周期在實際設(shè)計中，此PRB 因為很大，不能被忽視，且是全體轉(zhuǎn)換效率降低的最大因素。定電壓工作的結(jié)構(gòu)經(jīng)過壹段時間后：側(cè)輸出電壓上升，此時圖 2 的 C2 的端電壓也依輸出電壓Vo的比例上升，也就是說， Tr1 在截止期間，所積的能量就放出。 D3 給 C2 的充電 電流和 IS 同時流動，則 P2 線圈和 S1 線圈的電壓和圈數(shù)比的關(guān)系如下： 其中VF3, VF4為D3, D4的正

7、向電壓，當Vc變化時，Vo也跟著變化。VC 的端電壓上升，穩(wěn)壓二極管D1 導(dǎo)通，則 Tr1 的基極電流下降，加速Tr1 的截止。 以電壓的關(guān)系來見， D1 的電壓 VZ 為 VZ=V c+V be 所以 VZ 和的比取決于輸出電壓Vo ?？傊?，這個穩(wěn)定電壓的精度直接受輸出電壓精度的影響，即用溫度系數(shù)良好， 56V 的穩(wěn)壓二極管。只是變壓器的各組線圈的電阻，使電壓下降，或D1 的工作電阻 D3 的正向電壓VF 的變化等因數(shù)的影響，實際上無法得到橫高的精確度。原來Tr1的逆偏壓Veb也被涉及，實際上，也是由D1的其納電壓VZ來決定的。 。啟動時，集電極電流的控制 在定電壓動作期間， Vc 的端電壓

8、很小， Tr1 的基極電流未被限制， 即集電極電流 由Ib和hFE來決定。 其實開關(guān)管的 h FE 在制作時，差值很大，環(huán)境溫度也會有很大的變化，因此，若 沒有任何的限制時，集電極電流會大大的流失。對線路本身，有很多的損害，為 防止此原因，則增加Tr2, R1和Rsc。也就是說Tr1的發(fā)射極電流增大，Tr1的 基極電流下降， Tr1 的導(dǎo)通時間件短，使輸出電壓下降，進行穩(wěn)定化作用?？傊?，Iei的最大值不能超過RSC所決定的值。圖8為此說明圖例 圖 7 基本的電流檢測控制電流圖 8 設(shè)計實例 Rcc 振蕩常數(shù)（頻率）的解析 在這里，必須要了解Rcc 工作的振蕩頻率和占空比。占空比D:如圖9 ，依

9、次繞線數(shù)N P 的流出電流為t=t on的最大值iip而得到二次回路的電流最大值i1P ，依變壓器的基本原理：圖 9： Rcc 電路的電流波形 二次電流因i2P 隨率衰減，則瞬間值為i2Rcc 方式的初期條件，當 t=t oFF 時， i2=0 以ilP式中的tON代入而求得tOFF： 所之上式成立下面求占空比 D ：此時 ei=V in-Vce （sat） , e2=Vo+VF 代入上式成為較實用的公式。如何求振蕩頻率f:由于壹次側(cè)和二次側(cè)的電量相等的條件，1/2L 1*I 1P*f=I O*e2依此求得由此演變，可求得振蕩頻率f ，由之上倆個結(jié)論公式， RCC 方式的工作就應(yīng)該很明了了。占

10、空比 D 和輸入的電壓成反比，V IN 增大，D 變小，也就是說t ON 變短t OFF 不會變占空比不受負荷電流的影響。占空比隨變壓器壹次側(cè)電感量Lp變大而增加，二次側(cè)電感量Ls的增大而減小。振蕩頻率 f 隨輸入電壓VIN 上升而上升，和負載電流成反比例而下降。振蕩頻率f隨Lp, Ls成反比下降。之上結(jié)果和實際結(jié)果非常壹致。變壓器的設(shè)計。求壹次線圈Np匝數(shù)變壓器的設(shè)計方式，最先求壹次線圈的圈數(shù)（匝數(shù)T ）依 RCC 的設(shè)計方式，圖 10 為鐵心（磁體 CORE ）的 B-H 曲線，± Bm 之點為飽和點， 此點的磁通密度稱為飽和磁通密度。圖 10 磁 B-H 曲線圖 11B-H 曲

11、線的溫度特性圖 12I l 的電流波形壹次繞組的求解公式如下：tON ：最大值為T/2VIN ： p1 線圈的電壓B ：磁體的磁通密度A ：磁體的有效截面積若磁體的材質(zhì)為 ferrite 磁體， 如圖 11 ， 溫度的變化， 使最大的磁束磁通密度Bm 產(chǎn)生變化，也就是說，依實際的工作條件的 Bm 特性求得，在 100 的 Bm 為 35004000（Gauss 高斯），范圍很小，大約用 2030% 的值，去估計使用。若在過流狀態(tài)下， t ON 會很大，磁體仍在此范圍內(nèi)，此過度狀態(tài)是因磁體未達到飽和的緣故。電感值的計算：當輸入電壓Vin最小的占空比用1/2法去設(shè)計時，Il像（圖12般）的碎波，輸

12、出功率為 P。, 功率轉(zhuǎn)換效率為刀，壹次側(cè)電流的平均值為Ii （ave）,最大值為I*壹次繞組的電感 Lp為 。其它線圈的計算二次電流的峰值（peak ） I2P,對于輸出電流Io的關(guān)系如下：二次繞組的電感量Ls 為：如果這里 tON =t OFF=2/T 的條件，則 2 次繞組的圈數(shù)為： 下式中Vf為二次整流二極管的正向壓降，其中Vs=Vo+Vf求解得 開關(guān)管基極驅(qū)動繞組N P2 的計算：因丁門的Veb條件： 之上各繞組匝數(shù)已經(jīng)決定,輸出側(cè)因線路電壓降(linedrop) 的發(fā)生,實際的圈數(shù)有必要比之上值稍多 .因?qū)嶋H磁導(dǎo)率的關(guān)系 ,必須加入氣隙(Gap)RCC 方式的變壓器,在求壹次側(cè)匝數(shù)

13、時,磁通密度為必要的條件,即之上的計算方式,較電感的實際值 ,通常要大壹些.在固定的輸出功率下,振蕩頻率 f 太低的結(jié)果,會導(dǎo)致磁飽和 .因此 , 當磁體的實際導(dǎo)磁下降時,電感值非減到必要值不可,用實際的EE、 EI 磁體 ,則像圖 13 壹樣 ,插入氣隙 (Gap). 圖 13 氣隙的描述 氣隙的求法如下： 這里要求的 Lg 為磁回路內(nèi)合計的氣隙的厚度,故中心孔 (centerHole) 和外部倆地方,同時把距離 (space) 插入, 也就是說氣隙紙的厚度為Lg/2.氣隙紙的材質(zhì),只要是絕緣的物質(zhì)就能夠,這種紙,因溫度的關(guān)系,厚度會改變,通常壹 Mylar 紙或 bakelite 板來使用

14、。 (墊紙在低頻時有可能出現(xiàn)噪聲，穩(wěn)定性也不是很理想。采用磨的方 法比較好，可是磨的話在變壓器工藝上會比墊紙困難。)變壓器繞線結(jié)構(gòu)變壓器會因為線圈的繞線方式而在特性上有很大的差別，特別是壹次繞組N P1 和二次繞組N P2 間的結(jié)合度，非注意不可。 結(jié)合度是壹次繞組所發(fā)生的磁束，比起2 次側(cè)線圈來誘導(dǎo)時，沒有被誘導(dǎo)的部分稱為磁漏( leakageflux ) (這句就是我們所說的漏感，即由于初、次級間，匝和匝之間，磁通不能完 全偶合而出現(xiàn)的漏感。) 要使結(jié)合度上升，對于繞組的結(jié)構(gòu)，有下列倆點必須注意。各繞組要繞滿圈數(shù)若少的話，只繞壹半時，可將每圈都把間隔加大，或把線徑減小， 23 條線壹起繞也

15、有 效，如圖 14 。 圖 14 圖 15 如圖 15 ，三明治的多層分割繞法。 繞組的順序為：最初從壹次繞組Npi繞起，其次是2次繞組Ns,普通最后由基本繞組完成。在此，則由壹次繞組N P1 再繞壹次，和底層的 N P1 且列，再接在壹起。其他繞組：用 N P1 和 N P、 夾著之故，壹次繞組及其他繞組間的結(jié)合度就回提高。漏感電感的影響變壓器要完全100% 偶合是不可能的， 尤其是 RCC 方式， 因設(shè)有很大的氣隙， 漏感必然增加。如圖 16 所示， T 型等效回路的Le1 ， Le2 的漏感就產(chǎn)生了。圖16當壹次和 2 次電流流動時，能量就開始積蓄，若其他的繞組未偶合的話，壹次側(cè)的能量就

16、無法完全轉(zhuǎn)移到 2 次側(cè)，則變壓器在Tr1 截止的瞬間會發(fā)生很大的逆電壓，和Tr1 的集電極電壓疊加在壹起。抑制逆電壓的吸收( snabber )電路圖17圖 17 中，在 N P1 繞組倆端，加入由二極管，電容構(gòu)成的電路。漏感電感 Le1 積蓄的能量為 P1 ，振蕩頻率為f ，Tr1 在截止時發(fā)生的逆電壓為 puese ，若在電容的直流電流，就被R 抵消掉。P1 由上式公式來決定，電阻值增加，則電壓就會生高。電阻值低，電壓就會下降。但VC 和2 次繞組NS 和輸出電壓VO 有關(guān)。反激電壓Vf ，這樣低的電阻值就會將損耗增大。變壓器的漏感或因輸出功率所引起的積蓄能量而起變化，所以這里的電阻約為

17、 10-50K 最合適。濾波電容的決定方法。紋波(ripple )電流為主要參數(shù)RCC 方式，設(shè)計時的重點在輸出側(cè)，濾波電容的紋波電流， 2 次側(cè)在開關(guān)管截止期間流通，因電流波是三角波，因此紋波電流的實際值顯的更大。當電解電容因紋波電流的流通，由于內(nèi)電阻而產(chǎn)生損耗，因此內(nèi)部溫度上升，此為電容壽命縮短的原因。電解電容在最高溫度使用時，頂多能保證2000 小時的壽命，當溫度上升10 ，則壽命將減半。受周圍發(fā)熱物的熱度影響的同時，紋波電流本身發(fā)熱的抑制工作非常重要。因此紋波電流的最大值必須加以規(guī)定。高頻用電容，因內(nèi)電阻很低，所以 case ， sige 比較大表1 圖18表 1 為電容器的紋波電流和

18、 case ， sige 的比較。紋波電流的大小紋波電流的波形如圖 18 ，用直流 bias 得到的波形，也就是說：壹個周期分成了 3 段期間，求實際值之后再合且計算。有關(guān)其時間的推導(dǎo)如下：第壹期間，電流的瞬時值i1 為：從之上條件，第壹期間的紋波電流Ir1 ，而求得以下公式。其中第二期,同第壹期同樣計算:(i2=i 1)第三期(i3=I O)三期的值的合且計算:雖然計算過程繁雜,但且不難,最后若能把公式記起來,在實際設(shè)計上就足夠了.又toN=t off,占空比為0.5的條件，IP=4I o之故,若記得Ir=1.3I。的話，簡單的電容的紋波就能夠求得 .若在實際設(shè)計時,最好選比此值之上的容許紋

19、波電流的電容,因壹只電容不夠時,可多接幾個。反饋時的定電壓控制實際上，廣被應(yīng)用的 RCC 方式的開關(guān)電源變換器直接監(jiān)視輸出電壓，開關(guān)轉(zhuǎn)換的頻率或?qū)ㄆ陂g使定電壓能控制在圖形之內(nèi)。若不如此，光靠基本電路則電壓的精確度就不好，造成很多電路不能動作。穩(wěn)壓器( shuntregulator )的控制回路由可調(diào)穩(wěn)壓調(diào)整( programableshuntregulator )和光電偶合器( photocoupler )構(gòu)成，例如 TL431 是 3 斷的可調(diào)穩(wěn)壓調(diào)整器。如圖 19 ，內(nèi)部有壹個 QP-AMP 和基準電壓Vref 。圖 19 圖 20基準電壓Vref R2.7V之故，REF的端子電壓變成

20、Vref時，就產(chǎn)生電壓工作。如圖 20所示，導(dǎo)出輸出電壓Vo 為：因此實際在零件的容量也考慮時，插入可邊電阻，就能夠設(shè)定細微的電壓，當輸出電壓Vo 上升時，不但 TL431 的 cathode 電極(K )的電壓低下，流國photocouplerPC1 的發(fā)光二極管的電流就增大， 如此，對應(yīng)photocoupler 的光敏三極管的 Ic 電流也增加， 也會流過大量的集電極電流，因此截止開關(guān)管的 Tr1 的基極電流， Tr1 的電流被分散，也就是Ib1 就減小了。若 Tr1 的基極電流減少， 則小集電極電流無法流過去， 極短的導(dǎo)通時間后就變?yōu)榻刂埂?因此，要流入變壓器的電流就減少，致使輸出電壓的

21、降低。光電偶合( photocoupler )的特性Photocoupler 就是使電壓變化而來的信號，用線性( linear )方式傳導(dǎo)，經(jīng)過壹段時間的變化，故意讓電流傳導(dǎo)特性劣化，直接和發(fā)光二極管連接的電阻非十分低不可。如圖 21 表示， photocoupler 的傳導(dǎo)特性。圖 21對 handing的考慮對于因電壓節(jié)制的返回系統(tǒng)來說， photocoupler 的慢性回應(yīng)( Trr )也包含在內(nèi)，而發(fā)生相位延遲，定電壓節(jié)制本體也是負返回節(jié)制，因為有180 度的相位，更因重復(fù)有180 度的相位延遲，使相位轉(zhuǎn)回 360 度，使它振蕩起來。開關(guān)調(diào)整器稱它為handing ，絕對要抑制癥狀。H

22、anding 是因為頻率的相位延遲180 度之故， 在對策上如圖 22 所示， 能夠施以用誤差放大器 TL431 來做正相位補償，其方法能夠數(shù)KHZ 之上的多余物不產(chǎn)生。在此 oPAMP 的交流回歸工作，在coathode 和 REF 端子間加上和 CR 連接的東西， C 為0.0470.22uF , R為470 Q10K 的范圍當成基準。對于間歇間的振蕩也要注意， 若輸出電流減少時， 類似 handing 的間歇性振蕩也會發(fā)生， 如圖 23 所示， 在壹段期間不但switching 接著的壹段時間則 swithing 完全停止的癥狀， 照片2 則是實際的波形例子。圖 22 圖 23 照片 2

23、這是因為 switchingtransistor （ 開關(guān)管） 的基極的驅(qū)動電流過大， 使 linear 無法控制而發(fā)生，所以不使電流過多流失， 像圖 24 ， 在輸出直接加入電阻，如它像平常壹樣的流動電流，這個電阻稱為 breeder 電阻。（此值壹般取滿載的 0.02 左右電流做為計算）圖 24過流保護要保護哪里的電流呢？因為輸出短路或過負載的異常現(xiàn)象，為防止電源內(nèi)部零件的破損，不得不設(shè)置過電流保護。在 RCC 方式時，目的在防止啟動電流過大，壹次繞組必須設(shè)計電流控制回路，像這種利用來過過流保護是很平常的。不過輸出電流和壹次繞組的 switching 電流完全沒有比例的關(guān)系，基本線路的電流

24、控制特性為可保護瞬間的短路。短路電流是非常大的，除此之外，輸出電壓變化時，像圖 25 般的工作也會產(chǎn)生。當輸入電壓上升，則 switching 的頻率就提高，對同樣的輸出功率，因很小的壹次電流要使Reak 值達到，電流控制的工作點就提高，而成為 shift 。圖 25 圖 26過電流保護特性的改善這些問題的解決方法如圖 26 的電路，過電流的檢出可利用 switchingtransistor 的 emitter電阻的壓降，這里的波形因為是三角波，控制 transistor 的 base 接著 0.1uF 的電容。從base線圈開始穩(wěn)壓二極管DZ和R,再經(jīng)過C和R,按輸入電壓的比例的電流，去控制

25、三極管 Tr2 的基極電流大小。當輸入電壓上升時，這個電流增加，使Tr2 的基極產(chǎn)生正向偏壓，而有小的 switching 電流， Tr2 的驅(qū)動電流就被分散，極短的導(dǎo)通時間，三極管就被轉(zhuǎn)換為截止狀態(tài)，如照片 3 。照片 3當過電流工作時，和輸入電壓同時，因基極線圈的逆電壓也下降，控制 Tr2 的基極偏壓也就變得很小，促使Tr2 流動方向工作起來，這樣的動作，就能夠防止輸出短路電流流量過大。這個線路的計算非常繁雜，可參考圖上的常數(shù)。多組輸出電源的實用設(shè)計實例在此按輸入輸出規(guī)格，用實際的數(shù)值去計算，來試見線路的餓設(shè)計。要求如下：輸入電壓：85110V輸出電壓：+5V5A+12V1A-12V0.3A基本線路的參數(shù)（ parameter ）的計算線路圖如下：輸入整流的最小電壓為：這樣來見，在輸入為 100V 時，工作頻率應(yīng)該在20kHZ占空為 0.5 來設(shè)計計算輸出功率：假設(shè)效率為 70% 來計算，壹次側(cè)輸入功率為：所以，輸入的平均電流I1 為：又因為占空為0.5 ,相關(guān)的開關(guān)電流的最大值Iip為Ii的4倍得：計算變壓器：按之上條件，來計算變壓器的壹次繞組NP1 和電感 LP1 ，因為功率在58W ，所以選擇 EI40 變壓器，查參數(shù)表Bm 為 4800 （GAUSS ），余量可充分見到磁通密度 B=2700 （ GAU