高頻實驗指導書2013版

1、 高頻電子線路系統實驗指導書非線性電子線路實驗指導書自動化與電子信息學院實驗中心實驗注意事項1、 本實驗系統接通電源前請確保電源插座接地良好。2、 每次安裝實驗模塊之前應確保主機箱右側的交流開關處于斷開狀態(tài)。為保險起見，建議拔下電源線后再安裝實驗模塊。3、 安裝實驗模塊時，模塊右邊的雙刀雙擲開關要撥上，將模板四角的螺孔和母板上的銅支柱對齊，然后用黑色接線柱固定。確保四個接線柱要擰緊，以免造成實驗模塊與電源或者地接觸不良。經仔細檢查后方可通電實驗。4、 各實驗模塊上的雙刀雙擲開關、撥碼開關、復位開關、自鎖開關、手調電位器和旋轉編碼器均為磨損件，請不要頻繁按動或旋轉。5、 請勿直接用手觸摸芯片、電

2、解電容等元件，以免造成損壞。6、 各模塊中的3362電位器（藍色正方形封裝）是出廠前調試使用的。出廠后的各實驗模塊功能已調至最佳狀態(tài)，無需另行調節(jié)這些電位器，否則將會對實驗結果造成嚴重影響。若已調動請盡快復原；若無法復原，請與指導老師或直接與我公司聯系。7、 在關閉各模塊電源之后，方可進行連線。連線時在保證接觸良好的前提下應盡量輕插輕放，檢查無誤后方可通電實驗。拆線時若遇到連線與孔連接過緊的情況，應用手捏住線端的金屬外殼輕輕搖晃，直至連線與孔松脫，切勿旋轉及用蠻力強行拔出。8、 按動開關或轉動電位器時，切勿用力過猛，以免造成元件損壞。目 錄儀器介紹1實驗一 三點式正弦波振蕩器4實驗二 模擬乘法

3、器調幅（AM、DSB、SSB）7實驗三 包絡檢波及同步檢波實驗13實驗四 模擬乘法混頻21實驗五 模擬鎖相環(huán)實驗26實驗六 正交鑒頻及鎖相鑒頻實驗33儀器介紹一、信號源本實驗箱提供的信號源由高頻信號源和音頻信號源兩部分組成，兩種信號源的參數如下：1) 高頻信號源輸出頻率范圍：400KHz45MHz（連續(xù)可調）；頻率穩(wěn)定度：10E-4；輸出波形：正弦波，諧波30dBc;輸出幅度：1mVp-p1Vp-p（連續(xù)可調）；輸出阻抗：75。2) 音頻信號源：輸出頻率范圍：200Hz10KHz（連續(xù)可調，方波頻率可達250KHz）頻率穩(wěn)定度：10E-4輸出波形：正弦波、方波、三角波輸出幅度：10mVp-p5

4、Vp-p（連續(xù)可調）輸出阻抗：100信號源面板如圖所示：使用時，首先按下“POWER”開關，紅燈點亮。高頻信號源頻率調節(jié)有四個檔位：1KHz，10KHz，100KHz和1MHz檔。按下面板左上的頻率調節(jié)旋鈕可在各檔位間切換，為1KHz，10KHz和100KHz檔時，相對應綠燈點亮，當三燈齊亮，即為1MHz檔。調節(jié)該旋鈕可改變輸出高頻信號的頻率。音頻信號源通過“波形選擇”按鍵切換輸出波形，并用相應的指示燈指示，如選擇正弦波，則“正弦波”指示燈亮。通過“”“”按鍵可以增大、減小信號的頻率。調節(jié)“RF幅度”旋鈕可改變輸出高頻信號源的幅度，順時針旋轉幅度增加；調節(jié)“幅度調節(jié)”旋鈕可改變輸出音頻信號源的

5、幅度，本信號源有內調制功能，“FM”開關按下，下方對應綠燈點亮，輸出調頻波，調制信號為信號源音頻正弦波信號，載波信號為信號源高頻信號；“FM”開關按上，綠燈滅，輸出無調制的高頻信號?！癆M”開關按下，下方對應綠燈點亮，輸出調幅波，調制信號為信號源音頻正弦波信號，載波信號為信號源高頻信號；“AM”開關按上，綠燈滅，輸出無調制的高頻信號。調節(jié)“FM頻偏”旋鈕可改變調頻波的調制指數，調節(jié)“AM調幅度”旋鈕可改變調幅波的調幅度。面板下方為三個射頻線插孔?！癛F1”和“RF2”插孔輸出400KHz45MHz的正弦波信號（在觀察頻率特性的實驗中，可將“RF1”作為信號輸入，“RF2”通過射頻跳線連接到頻率

6、計觀察頻率）；“低頻輸出”插孔輸出200Hz10KHz的正弦波、三角波、方波信號。二、頻率計本實驗箱自帶高頻頻率計和音頻頻率計，用于觀測信號頻率。頻率計面板如圖所示：頻率計參數如下：頻率測量范圍：50Hz99MHz輸入電平范圍：100mVrms2Vrms測量誤差：±20ppm(頻率低端±1Hz)輸入阻抗：1M/10pF使用時，按下“POWER”開關，紅燈點亮。高頻頻率計顯示部分由八個數碼管組成。音頻頻率計顯示部分由四個數碼管組成。高頻頻率計有KHz和MHz兩個級別單位。當測量的頻率低于1MHz時，圖中所示的高頻頻率計“KHz”處的數碼管的小數點亮，標識此時測量頻率單位是“K

7、Hz”，例如，此小數點前的數字是500，小數點后的數字是123，則所測的頻率是500.123KHz，即500123Hz；同理，當測量的頻率高于1MHz時，圖中所示的高頻頻率計“MHz”處的數碼管的小數點亮，標識此時測量頻率單位是“MHz”，例如，此小數點前的數字是15，小數點后的數字是123456，則所測的頻率是15.123456MHz，即15123456Hz。音頻頻率計有KHz和Hz兩個級別單位。當測量的頻率高于10KHz時，圖中音頻頻率計“KHz”處的數碼管的小數點亮，標識單位是“KHz”，讀法與高頻頻率計的類似。當測量頻率低于10KHz時，此時的頻率測量單位是“Hz”，數碼管顯示的讀數即

8、測量的頻率。實驗一 三點式正弦波振蕩器一、 實驗目的1、 掌握三點式正弦波振蕩器電路的基本原理，起振條件，振蕩電路設計及電路參數計算。2、 通過實驗掌握晶體管靜態(tài)工作點、反饋系數大小、負載變化對起振和振蕩幅度的影響。3、 研究外界條件（溫度、電源電壓、負載變化）對振蕩器頻率穩(wěn)定度的影響。二、 實驗內容1、 熟悉振蕩器模塊各元件及其作用。2、 進行LC振蕩器波段工作研究。3、 研究LC振蕩器中靜態(tài)工作點、反饋系數以及負載對振蕩器的影響。4、 測試LC振蕩器的頻率穩(wěn)定度。三、 實驗儀器1、模塊 3 1塊2、頻率計模塊 1塊3、雙蹤示波器 1臺4、萬用表 1塊四、 基本原理圖5-1 正弦波振蕩器（4

9、.5MHz）將開關S2的1撥上2撥下， S1全部斷開，由晶體管Q3和C13、C20、C10、CCI、L2構成電容反饋三點式振蕩器的改進型振蕩器西勒振蕩器，電容CCI可用來改變振蕩頻率。振蕩器的頻率約為4.5MHz （計算振蕩頻率可調范圍）振蕩電路反饋系數F=振蕩器輸出通過耦合電容C3（10P）加到由Q2組成的射極跟隨器的輸入端，因C3容量很小，再加上射隨器的輸入阻抗很高，可以減小負載對振蕩器的影響。射隨器輸出信號Q1調諧放大，再經變壓器耦合從J1輸出。五、 實驗步驟1、 根據圖5-1在實驗板上找到振蕩器各零件的位置并熟悉各元件的作用。2、 研究振蕩器靜態(tài)工作點對振蕩幅度的影響。1）將開關S2的

10、撥為“10”，S1撥為“00”，構成LC振蕩器。 2）改變上偏置電位器RA1，記下Q3發(fā)射極電流Ieo(=，R10=1K)（將萬用表紅表筆接TP4，黑表筆接地測量VE），并用示波測量對應點TP1的振蕩幅度VP-P，填于表5-1中，分析輸出振蕩電壓和振蕩管靜態(tài)工作點的關系振蕩狀態(tài)Vp-pIeo起振 停振表5-1分析思路：靜態(tài)電流ICQ會影響晶體管跨導gm，而放大倍數和gm是有關系的。在飽和狀態(tài)下（ICQ過大），管子電壓增益AV會下降，一般取ICQ=（15mA）為宜。3、 測量振蕩器輸出頻率范圍將頻率計接于J1處，改變CCI，用示波器從TH1觀察波形及輸出頻率的變化情況，記錄最高頻率和最低頻率填于

11、5-2表中。fmaxfmin表5-2六、 實驗報告要求1、 記錄實驗箱序號2、 分析靜態(tài)工作點、反饋系數F對振蕩器起振條件和輸出波形振幅的影響，并用所學理論加以分析。3、 計算實驗電路的振蕩頻率fo，并與實測結果比較。實驗二 模擬乘法器調幅（AM、DSB、SSB）一、 實驗目的1、 掌握用集成模擬乘法器實現全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和音頻信號單邊帶調幅的方法。2、 研究已調波與調制信號以及載波信號的關系。3、 掌握調幅系數的測量與計算方法。4、 通過實驗對比全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和單邊帶調幅的波形。5、 了解模擬乘法器（MC1496）的工作原理，掌握調整與測量其特性參數的方法。二、

12、 實驗內容1、 實現全載波調幅，改變調幅度，觀察波形變化并計算調幅度。2、 實現抑制載波的雙邊帶調幅波。3、 實現單邊帶調幅。三、 實驗儀器1、 信號源模塊 1塊2、 頻率計模塊 1塊3、 4 號板 1塊4、 雙蹤示波器 1臺5、 萬用表 1塊四、 實驗原理及實驗電路說明幅度調制就是載波的振幅（包絡）隨調制信號的參數變化而變化。本實驗中載波是由高頻信號源產生的465KHz高頻信號，1KHz的低頻信號為調制信號。振幅調制器即為產生調幅信號的裝置。1、 集成模擬乘法器的內部結構集成模擬乘法器是完成兩個模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等

13、調制與解調的過程，均可視為兩個信號相乘或包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現上述功能比采用分離器件如二極管和三極管要簡單得多，而且性能優(yōu)越。所以目前無線通信、廣播電視等方面應用較多。集成模擬乘法器常見產品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。1)MC1496的內部結構在本實驗中采用集成模擬乘法器MC1496來完成調幅作用。MC1496是四象限模擬乘法器，其內部電路圖和引腳圖如圖10-1所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，以反極性方式相連接，而且兩組差分對的恒流源V5與V6又組成一對差分電路，因此恒流源的控制電壓可正可負，

14、以此實現了四象限工作。V7、V8為差分放大器V5與V6的恒流源。圖10-1 MC1496的內部電路及引腳圖2）靜態(tài)工作點的設定(1)靜態(tài)偏置電壓的設置靜態(tài)偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集-基極間的電壓應大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據MC1496的特性參數，對于圖10-1所示的內部電路，應用時，靜態(tài)偏置電壓（輸入電壓為0時）應滿足下列關系，即8=10, 1=4, 6=1215V6(12)8(10)2V15V8(10)1(4)2V15V1(4)52V(2)靜態(tài)偏置電流的確定靜態(tài)偏置電流主要由恒流源I0的值來確定。當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通

15、過一電阻VR接正電源+VCC由于I0是I5的鏡像電流，所以改變VR可以調節(jié)I0的大小，即當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源-Vee，5腳通過一電阻VR接地，所以改變VR可以調節(jié)I0的大小，即根據MC1496的性能參數，器件的靜態(tài)電流應小于4mA，一般取。在本實驗電路中VR用6.8K的電阻R15代替.2、實驗電路說明用MC1496集成電路構成的調幅器電路圖如圖10-2（見P.65）所示。圖中W1用來調節(jié)引出腳1、4之間的平衡，器件采用雙電源方式供電（12V，8V），所以5腳偏置電阻R15接地。電阻R1、R2、R4、R5、R6為器件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內部的各個晶體管工作在放大狀態(tài)。載波

16、信號加在V1V4的輸入端，即引腳8、10之間；載波信號Vc經高頻耦合電容C1從10腳輸入，C2為高頻旁路電容，使8腳交流接地。調制信號加在差動放大器V5、V6的輸入端，即引腳1、4之間，調制信號V經低頻偶合電容E1從1腳輸入。2、3腳外接1K電阻，以擴大調制信號動態(tài)范圍。當電阻增大，線性范圍增大，但乘法器的增益隨之減小。已調制信號取自雙差動放大器的兩集電極（即引出腳6、12之間）輸出。五、 實驗步驟1、靜態(tài)工作點調測：無輸入信號的情況下調節(jié)W1，使用萬用表測得U1第1、4腳的電壓差接近0V。（改變W1可以使乘法器實現AM,DSB或SSB調制。）2、連線框圖如圖10-2所示圖10-2 模擬乘法器

17、調幅連線框圖源端口目的端口連線說明信號源：RF1（Vp-p =500mV f=465K）4號板：J1載波輸入信號源：低頻輸出（Vp-p =200mV f=1K）4號板：J5音頻輸入抑制載波振幅調制：1）J1端輸入載波信號，調節(jié)平衡電位器W1，使輸出信號VO（t）中載波輸出幅度最?。ù藭rV1與V4相等）。2）再從J5端輸入音頻信號（正弦波），逐漸增加輸入音頻信號頻率，觀察TH3處最后出現如圖10-3所示的抑制載波的調幅信號。（將音頻信號頻率調至最大，即可測得清晰的抑制載波調幅波）圖10-3 抑制載波調幅波形全載波振幅調制：1）先將J1端輸入載波信號，調節(jié)平衡電位器W1，使輸出信號VO（t）中有載

18、波輸出（此時V1與V4不相等）。2）再從J5端輸入音頻信號（正弦波），逐漸增大音頻信號頻率，最后出現如圖11-4所示的有載波調幅信號的波形，記下AM波對應Vmax和Vmin，并計算調幅度m。圖10-4 普通調幅波波形抑制載波單邊帶振幅調制： 1）步驟同抑制載波振幅調制，從J6處觀察輸出波形。2）比較全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和抑制載波單邊帶調幅的波形。六、 實驗報告要求1、整理實驗數據，畫出實驗波形。2、畫出調幅實驗中m30、m100、m > 100% 的調幅波形,分析過調幅的原因。 3、畫出當改變W1時能得到幾種調幅波形，分析其原因。4、畫出全載波調幅波形、抑制載波雙邊帶調幅波形及

19、抑制載波的單邊帶調幅波形，比較三者區(qū)別。 第 53 頁 共 39 頁圖10-2 AM DSB SSB(465KHz)實驗三 包絡檢波及同步檢波實驗一、 實驗目的1、 進一步了解調幅波的原理,掌握調幅波的解調方法。2、 掌握二極管峰值包絡檢波的原理。3、 掌握包絡檢波器的主要質量指標,檢波效率及各種波形失真的現象，分析產生的原因并思考克服的方法。4、 掌握用集成電路實現同步檢波的方法。二、 實驗內容1、 完成普通調幅波的解調。2、 觀察抑制載波的雙邊帶調幅波的解調。3、 觀察普通調幅波解調中的對角切割失真，底部切割失真以及檢波器不加高頻濾波時的現象。 三、 實驗儀器1、 信號源模塊 1塊2、 頻

20、率計模塊 1塊3、 4 號板 1塊4、 雙蹤示波器 1臺5、 萬用表 1塊四、 實驗原理及實驗電路說明檢波過程是一個解調過程，它與調制過程正好相反。檢波器的作用是從振幅受調制的高頻信號中還原出原調制的信號。還原所得的信號，與高頻調幅信號的包絡變化規(guī)律一致，故又稱為包絡檢波器。假如輸入信號是高頻等幅信號，則輸出就是直流電壓。這是檢波器的一種特殊情況，在測量儀器中應用比較多。例如某些高頻伏特計的探頭，就是采用這種檢波原理。若輸入信號是調幅波，則輸出就是原調制信號。這種情況應用最廣泛，如各種連續(xù)波工作的調幅接收機的檢波器即屬此類。從頻譜來看，檢波就是將調幅信號頻譜由高頻搬移到低頻，如圖11-1所示（

21、此圖為單音頻調制的情況）。檢波過程也是應用非線性器件進行頻率變換，首先產生許多新頻率，然后通過濾波器，濾除無用頻率分量，取出所需要的原調制信號。常用的檢波方法有包絡檢波和同步檢波兩種。全載波振幅調制信號的包絡直接反映了調制信號的變化規(guī)律，可以用二極管包絡檢波的方法進行解調。而抑制載波的雙邊帶或單邊帶振幅調制信號的包絡不能直接反映調制信號的變化規(guī)律，無法用包絡檢波進行解調，所以采用同步檢波方法。圖11-1 檢波器檢波前后的頻譜1、二極管包絡檢波的工作原理當輸入信號較大(大于0.5伏)時，利用二極管單向導電特性對振幅調制信號的解調，稱為大信號檢波。大信號檢波原理電路如圖11-2（a）所示。檢波的物

22、理過程如下：在高頻信號電壓的正半周時，二極管正向導通并對電容器C充電，由于二極管的正向導通電阻很小，所以充電電流iD很大，使電容器上的電壓VC很快就接近高頻電壓的峰值。充電電流的方向如圖11-2（a）圖中所示。這個電壓建立后通過信號源電路，又反向地加到二極管D的兩端。這時二極管導通與否，由電容器C上的電壓VC和輸入信號電壓Vi共同決定.當高頻信號的瞬時值小于VC時，二極管處于反向偏置，管子截止，電容器就會通過負載電阻R放電。由于放電時間常數RC遠大于調頻電壓的周期，故放電很慢。當電容器上的電壓下降不多時，調頻信號第二個正半周的電壓又超過二極管上的負壓，使二極管又導通。如圖11-2（b）中的tl

23、至t2的時間為二極管導通的時間，在此時間內又對電容器充電，電容器的電壓又迅速接近第二個高頻電壓的最大值。在圖11-2（b）中的t2至t3時間為二極管截止的時間，在此時間內電容器又通過負載電阻R放電。這樣不斷地循環(huán)反復，就得到圖11-2（b）中電壓的波形。因此只要充電很快，即充電時間常數Rd·C很小(Rd為二極管導通時的內阻)：而放電時間常數足夠慢，即放電時問常數R·C很大，滿足Rd·C<<RC，就可使輸出電壓的幅度接近于輸入電壓的幅度，即傳輸系數接近l。另外，由于正向導電時間很短，放電時間常數又遠大于高頻電壓周期(放電時的基本不變)，所以輸出電壓的起伏

24、是很小的，可看成與高頻調幅波包絡基本一致。而高頻調幅波的包絡又與原調制信號的形狀相同，故輸出電壓就是原來的調制信號，達到了解調的目的。本實驗電路如圖11-3所示，主要由二極管D及RC低通濾波器組成，利用二極管的單向導電特性和檢波負載RC的充放電過程實現檢波，所以RC時間常數的選擇很重要。RC時間常數過大，則會產生對角切割失真又稱惰性失真。RC常數太小，高頻分量會濾不干凈。綜合考慮要求滿足下式： 其中：m為調幅系數，為調制信號最高角頻率。當檢波器的直流負載電阻R與交流音頻負載電阻R不相等，而且調幅度又相當大時會產生負峰切割失真（又稱底邊切割失真），為了保證不產生負峰切割失真應滿足。圖11-3 峰

25、值包絡檢波（465KHz）2、同步檢波（1）同步檢波原理同步檢波器用于對載波被抑止的雙邊帶或單邊帶信號進行解調。它的特點是必須外加一個頻率和相位都與被抑止的載波相同的電壓。同步檢波器的名稱由此而來。外加載波信號電壓加入同步檢波器可以有兩種方式：圖11-4 同步檢波器方框圖一種是將它與接收信號在檢波器中相乘，經低通濾波器后檢出原調制信號，如圖11-4(a)所示；另一種是將它與接收信號相加，經包絡檢波器后取出原調制信號，如圖11-4(b)所示。本實驗選用乘積型檢波器。設輸入的已調波為載波分量被抑止的雙邊帶信號1，即 本地載波電壓 本地載波的角頻率0準確的等于輸入信號載波的角頻率1，即1=0,但二者

26、的相位可能不同；這里表示它們的相位差。這時相乘輸出（假定相乘器傳輸系數為1） 低通濾波器濾除21附近的頻率分量后，就得到頻率為的低頻信號 由上式可見，低頻信號的輸出幅度與成正比。當=0時，低頻信號電壓最大，隨著相位差加大，輸出電壓減弱。因此，在理想情況下，除本地載波與輸入信號載波的角頻率必須相等外，希望二者的相位也相同。此時，乘積檢波稱為“同步檢波”。（2）實驗電路說明實驗電路如圖11-5（見本實驗后）所示，采用MC1496集成電路構成解調器，載波信號從J8經C12，W4，W3，U3，C14加在8、10腳之間，調幅信號VAM 從J11經C20加在1、4腳之間，相乘后信號由12腳輸出，經低通濾波

27、器、同相放大器輸出。五、 實驗步驟一、二極管包絡檢波1、連線框圖如圖11-5所示圖11-5 峰值包絡檢波連線框圖2、解調全載波調幅信號 （1）m<30%的調幅波檢波 從J2處輸入465KHZ、峰峰值Vp-p=0.5V1V、 m<30%的已調波(音頻調制信號頻率約為1K按下信號源AM按鈕，調節(jié)“AM調幅度”) 。將開關S1撥為10，S2撥為00，將示波器接入TH5處，觀察輸出波形. （2）加大調制信號幅度,使m=100%,觀察記錄檢波輸出波形.3、觀察對角切割失真 保持以上輸出，將開關S1撥為“01”，檢波負載電阻由2.2K變?yōu)?1K，在TH5處用示波器觀察波形并記錄,與上述波形進行

28、比較。4、觀察底部切割失真將開關S2撥為“10”，S1仍為“01”，在TH5處觀察波形，記錄并與正常解調波形進行比較。二、集成電路（乘法器）構成解調器1、連線框圖如圖11-6所示2、解調全載波信號按調幅實驗中實驗內容獲得調制度分別為30，100及>100的調幅波。將它們依次加至解調器調制信號輸入端J11，并在解調器的載波輸入端J8加上與調幅信號相同的載波信號,分別記錄解調輸出波形，并與調制信號對比。3、解調抑制載波的雙邊帶調幅信號按調幅實驗中實驗內容的條件獲得抑制載波調幅波，加至解調器調制信號輸入端J11，觀察記錄解調輸出波形，并與調制信號相比較。圖11-6 同步檢波連線框圖六、 實驗報

29、告要求1、通過一系列檢波實驗,將下列內容整理在表內:輸入的調幅波波形M<30%m=100%抑制載波調幅波二極管包絡檢波器輸出波形同步檢波輸出2、觀察對角切割失真和底部切割失真現象并分析產生原因。3、從工作頻率上限、檢波線性以及電路復雜性三個方面比較二極管包絡檢波和同步檢波。七、 實驗儀器1、 高頻實驗箱 1臺2、 雙蹤示波器 1臺3、 頻率特性測試儀（可選） 1臺 圖11-5 同步檢波實驗四 模擬乘法混頻一、 實驗目的1、 了解集成混頻器的工作原理2、 了解混頻器中的寄生干擾二、 實驗內容1、 研究平衡混頻器的頻率變換過程2、 研究平衡混頻器輸出中頻電壓Vi與輸入本振電壓的關系3、 研究

30、平衡混頻器輸出中頻電壓Vi與輸入信號電壓的關系三、 實驗儀器1、 信號源模塊 1塊2、 頻率計模塊 1塊3、 模塊 3 1塊4、 模塊 7 1 塊5、 雙蹤示波器 1臺四、 實驗原理及實驗電路說明在高頻電子電路中，常常需要將信號自某一頻率變成另一個頻率。這樣不僅能滿足各種無線電設備的需要，而且有利于提高設備的性能。對信號進行變頻，是將信號的各分量移至新的頻域，各分量的頻率間隔和相對幅度保持不變。進行這種頻率變換時，新頻率等于信號原來的頻率與某一參考頻率之和或差。該參考頻率通常稱為本機振蕩頻率。本機振蕩頻率可以是由單獨的信號源供給，也可以由頻率變換電路內部產生。當本機振蕩由單獨的信號源供給時，這

31、樣的頻率變換電路稱為混頻器?；祛l器常用的非線性器件有二極管、三極管、場效應管和乘法器。本振用于產生一個等幅的高頻信號VL，并與輸入信號 VS經混頻器后所產生的差頻信號經帶通濾波器濾出。本實驗采用集成模擬相乘器作混頻電路實驗。因為模擬相乘器的輸出頻率包含有兩個輸入頻率之差或和，故模擬相乘器加濾波器，濾波器濾除不需要的分量，取和頻或者差頻二者之一，即構成混頻器。圖4-1所示為相乘混頻器的方框圖。設濾波器濾除和頻，則輸出差頻信號。圖4-2為信號經混頻前后的頻譜圖。我們設信號是：載波頻率為的普通調幅波。本機振蕩頻率為。設輸入信號為，本機振蕩信號為由相乘混頻的框圖可得輸出電壓式中 定義混頻增益為中頻電壓

32、幅度與高頻電壓之比，就有圖4-3為模擬乘法器混頻電路，該電路由集成模擬乘法器MC1496完成。圖4-3 MC1496構成的混頻電路MC1496可以采用單電源供電，也可采用雙電源供電。本實驗電路中采用12V，8V供電。R12（820）、R13（820）組成平衡電路，F2為4.5MHz選頻回路。本實驗中輸入信號頻率為4.2MHz(由三號板晶體振蕩輸出)，本振頻率8.7MHz。為了實現混頻功能，混頻器件必須工作在非線性狀態(tài)，而作用在混頻器上的除了輸入信號電壓VS和本振電壓VL外，不可避免地還存在干擾和噪聲。它們之間任意兩者都有可能產生組合頻率，這些組合信號頻率如果等于或接近中頻，將與輸入信號一起通過

33、中頻放大器、解調器，對輸出級產生干涉，影響輸入信號的接收。干擾是由于混頻器不滿足線性時變工作條件而形成的，因此不可避免地會產生干擾，其中影響最大的是中頻干擾和鏡象干擾。五、 實驗步驟1、 打開本實驗單元的電源開關，觀察對應的發(fā)光二極管是否點亮，熟悉電路各部分元件的作用。2、 按照下面框圖進行連線圖4-4 模擬乘法器混頻連線框圖源端口目的端口連線說明信號源：RF1（Vp-p =600mV f=8.7M）7號板：J8本振信號輸入3號板：J1（VSP-P =300mV fS=4.2M）7號板：J7射頻信號輸入7號板：J9頻率計：RF IN混頻后信號輸出3、 將3號板上S1撥為“00”，S2撥為“01

34、”，調節(jié)T1 及W2，使J1輸出fS=4.2MHz、VSP-P=300mV。4、 用示波器對比觀察TH8和TH9處波形，并讀出頻率計上的頻率。5、 保持本振電壓不變，改變射頻信號電壓幅度，用示波器觀測，記錄輸出中頻電壓Vi的幅值，并填入表4-1。VSP-P（mV）100200300400500ViP-P（mV）表4-16、 改變本振信號電壓幅度，用示波器觀測，記錄輸出中頻電壓Vi的幅值，并填入表4-2。VLp-p（mV）200300400500600700Vip-p（mV）表4-2六、 實驗報告要求1、 整理實驗數據，填寫表格4-1和4-2。2、 繪制步驟3、4中所觀測到的波形圖，并作分析。3

35、、 歸納并總結信號混頻的過程。實驗五 模擬鎖相環(huán)實驗一、 實驗目的1、 了解用鎖相環(huán)構成的調頻波解調原理。2、 學習用集成鎖相環(huán)構成的鎖相解調電路。二、 實驗內容1、 掌握鎖相環(huán)鎖相原理2、 掌握同步帶和捕捉帶的測量三、 實驗儀器1、 信號源 1塊2、 頻率計 1塊3、 5 號板 1塊4、 雙蹤示波器 1臺四、 鎖相環(huán)的構成及工作原理1、 鎖相環(huán)路的基本組成鎖相環(huán)由三部分組成，如圖14-1所示，它由相位比較器PD、低通濾波器LF、壓控振蕩器VCO三個部分組成一個閉合環(huán)路，輸入信號為Vi(t),輸出信號為V0(t),反饋至輸入端。下面逐一說明基本部件的作用。圖15-1 鎖相環(huán)組成框圖(1) 壓控

36、振蕩器（VCO）VCO是本控制系統的控制對象，被控參數通常是其振蕩頻率，控制信號為加在VCO上的電壓，故稱為壓控振蕩器，也就是一個電壓頻率變換器，實際上還有一種電流頻率變換器，但習慣上仍稱為壓控振蕩器。(2) 鑒相器（PD）PD是一個相位比較裝置，用來檢測輸出信號V0(t)與輸入信號Vi(t)之間的相位差e(t)，并把e(t)轉化為電壓Vd(t)輸出，Vd(t)稱為誤差電壓，通常Vd(t)作為一直流分量或一低頻交流量。(3) 環(huán)路濾波器（LF）LF作為一低通濾波電路，其作用是濾除因PD的非線性而在Vd(t)中產生的無用的組合頻率分量及干擾，產生一個只反映e(t)大小的控制信號Ve(t)。按照反

37、饋控制原理，如果由于某種原因使VCO的頻率發(fā)生變化使得與輸入頻率不相等，這必將使V0(t)與Vi(t)的相位差e(t)發(fā)生變化，該相位差經過PD轉換成誤差電壓Vd(t)，此誤差電壓經LF濾波后得到Vc(t)，由Vc(t)去改變VCO的振蕩頻率使趨近于輸入信號的頻率，最后達到相等。環(huán)路達到最后的這種狀態(tài)就稱為鎖定狀態(tài)，當然由于控制信號正比于相位差，即因此在鎖定狀態(tài)，e(t)不可能為零，換言之在鎖定狀態(tài)V0(t)與Vi(t)仍存在相位差。2、 鎖相環(huán)鎖相原理鎖相環(huán)是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差，所以當電路達到平衡狀態(tài)后，雖然有剩余相位誤差存在

38、，但頻率誤差可以降低到零，從而實現無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。當調頻信號沒有頻偏時，若壓控振蕩器的頻率與外來載波信號頻率有差異時，通過相位比較器輸出一個誤差電壓。這個誤差電壓的頻率較低，經過低通濾波器濾去所含的高頻成份，再去控制壓控振蕩器，使振蕩頻率趨近于外來載波信號頻率，于是誤差越來越小，直至壓控振蕩頻率和外來信號一樣，壓控振蕩器的頻率被鎖定在與外來信號相同的頻率上，環(huán)路處于鎖定狀態(tài)。當調頻信號有頻偏時，和原來穩(wěn)定在載波中心頻率上的壓控振蕩器相位比較的結果，相位比較器輸出一個誤差電壓，如圖14-2，以使壓控振蕩器向外來信號的頻率靠近。由于壓控振蕩器始終想要和外來信號的頻率鎖定，為達到鎖定的條

39、件，相位比較器和低通濾波器向壓控振蕩器輸出的誤差電壓必須隨外來信號的載波頻率偏移的變化而變化。也就是說這個誤差控制信號就是一個隨調制信號頻率而變化的解調信號，即實現了鑒頻。圖14-2 鎖相環(huán) (PLL)3、 同步帶與捕捉帶同步帶是指從PLL鎖定開始，改變輸入信號的頻率fi （向高或向低兩個方向變化），直到PLL失鎖（由鎖定到失鎖），這段頻率范圍稱為同步帶。捕捉帶是指鎖相環(huán)處于一定的固有振蕩頻率fV，并當輸入信號頻率fi偏離fV上限值或下限值時，環(huán)路還能進入鎖定，則稱為捕捉帶。測量的方法是從J4輸入一個頻率接近于VCO自由振蕩頻率的高頻調頻信號，先增大載波頻率直至環(huán)路剛剛失鎖，記此時的輸入頻率為

40、fH1 ,再減小fi ，直到環(huán)路剛剛鎖定為止，記此時的輸入頻率為fH2，繼續(xù)減小fi ，直到環(huán)路再一次剛剛失鎖為止，記此時的頻率為fL1 ,再一次增大fi，直到環(huán)路再一次剛剛鎖定為止，記此時頻率為fL2由以上測試可計算得：同步帶為：fH1fL1捕捉帶為：fH2fL2五、 集成鎖相環(huán)NE564的介紹圖14-3 NE564內部組成框圖在本實驗中，所使用的鎖相環(huán)為高頻模擬鎖相環(huán)NE564，其最高工作頻率可達到50MHz，采用+5V單電源供電，特別適用于高速數字通信中FM調頻信號及FSK移頻鍵控信號的調制、解調，無需外接復雜的濾波器。NE564采用雙極性工藝，其內部組成框圖如圖14-3所示，其內部電路

41、原理圖如圖14-4所示。圖14-4 NE564內部電路原理圖A1為限幅放大器，它主要由原理圖中的Q1Q5及Q7、Q8組成PNP、NPN互補的共集共射組合差分放大器，由于Q2、Q3負載并聯有肖特基二極管D1、D2，故其雙端輸出電壓被限幅在2VD=0.30.4V左右。因此可有效抑制FM調頻信號輸入時干擾所產生的寄生調幅。Q7、Q8為射極輸出差放，以作緩沖，其輸出信號送鑒相器。相位比較器(鑒相器)PD內部含有限幅放大器，以提高對AM調幅信號的抗干擾能力；外接電容C3、C8與內部兩個對應電阻(阻值R=1.3k)分別組成一階RC低通濾波器用來濾除比較器輸出的直流誤差電壓中的紋波，其截止角頻率為濾波器的性

42、能對環(huán)路入鎖時間的快慢有一定影響，可根據要求改變C3、C8的值。在本實驗電路中，改變RA1可改變引腳2的輸入電流，從而實現環(huán)路增益控制。壓控振蕩器VCO是一改進型的射極定時多諧振蕩器。主電路由Q21、Q22與Q23、Q24組成。其中Q22，Q23兩射極通過12、13腳外接定時電容C，Q21、Q24兩射極分別經過電阻R22、R23接電源Q27、Q25。Q26也作為電流源。Q17、Q18為控制信號輸入緩沖極。接通電源，Q21，Q22與Q23、Q24雙雙輪流導通與截止，電容周期性充電與放電，于是Q22、Q23集電極輸出極性相反的方形脈沖。根據特定設計，固有振蕩頻率f與定時電容C的關系可表示為 振蕩頻

43、率f與C的關系曲線如圖14-5所示。VCO有兩個電壓輸出端，其中，VCO01輸出TTL電平；VCO02輸出ECL電平。輸出放大器A2與直流恢復電路A3是專為解調FM信號與FSK信號而設計的。輸出放大器A2由Q37、Q38、Q39組成，顯然這是一恒流源差分放大電路，來自鑒相器的誤差電壓由4、5腳輸入，經緩沖后，雙端送入A2放大。直流恢復電路由Q42、Q43、Q44等組成，電流源 圖14-5 f與C的關系曲線Q40作Q43的有源負載。若環(huán)路的輸入為FSK信號，即頻率在f1與f2之間周期性跳變的信號，則鑒相器的輸出電壓被A2放大后分兩路，一路直接送施密特觸發(fā)器的輸入，另一路送直流恢復電路A3的Q42

44、基極，由于Q43集電極通過14腳外接一濾波電容，放直流恢復電路的輸出電壓就是一個平均值直流。這個直流電壓VREF再送施密特觸發(fā)器另一輸入端就作為基極電壓。若環(huán)路的輸入為FM信號，A3用作線性解調FM信號時的后置鑒相濾波器，那么在鎖定狀態(tài)，14腳的電壓就是FM解調信號。施密特觸發(fā)器是專為解調FSK信號而設計的，其作用就是將模擬信號轉換成TTL數字信號。直流恢復輸出的直流基準電壓VREF（經R26到Q49基極）與被A2放大了的誤差電壓Vdm分別送入Q49和Q50的基極，Vdm與VREF進行比較，當Vdm VREF時，則Q50導通，Q49截止，從而迫使Q54截止，Q55導通，于是16腳輸出低電平。當

45、Vdm VREF時，Q49導通，Q50截止，從而迫使Q54導通Q55截止，16腳輸出高電平。通過15腳改變Q52的電流大小，可改變觸發(fā)器上下翻轉電平，上限電平與下限電平之差也稱為滯后電壓VH。調節(jié)VH可消除因載波泄漏而造成的誤觸發(fā)而出現的FSK解調輸出，特別是在數據傳輸速率比較高的場合，并且此時14腳濾波電容不能太大。ST的回差電壓可通過10腳外接直流電壓進行調整，以消除輸出信號TTL0的相位抖動。 六、 實驗步驟1、 鎖相環(huán)自由振蕩頻率的測量將5號板開關S1依次設為“1000”，“0100”，“0010”，“0001”（即選擇不同的定時電容），從TH1處觀察自由振蕩波形，并填寫表14-1波形

46、頻率(MHz)幅度（Vp-p）S1=1000C=20pS1=0100C=47pS1=0010C=110pS1=0001C=1100p表14-12、 同步帶和捕捉帶的測量1）將S1設為0010（即VCO的自由振蕩頻率為4.5MHz），J3和J5用連接線連接，并將4.5MHz（峰峰值500mV左右）的參考信號（記為fi）從J4輸入，從TH1處觀察VCO的輸出信號，并將J1連到頻率計，觀察頻率的鎖定情況，先增大載波頻率直至環(huán)路剛剛失鎖，記此時的輸入頻率為fH1 ,再減小fi ，直到環(huán)路剛剛鎖定為止，記此時的輸入頻率為fH2,繼續(xù)減小fi ，直到環(huán)路再一次剛剛失鎖為止，記此時的頻率為fL1 ,再一次增

47、大fi，直到環(huán)路再一次剛剛鎖定為止，記此時頻率為fL2由以上測試可計算得：同步帶為：fH1- fL1捕捉帶為：fH2- fL23、改變RA1的阻值（順時針旋轉，阻值變大；逆時針旋轉，阻值變?。?，重做步驟2，在J1處觀察VCO輸出波形的幅度、同步帶、和捕捉帶的變化七、 實驗報告要求1、 整理實驗數據，按要求填寫實驗報告2、 寫明鎖相環(huán)解調原理。3、 同步帶和捕捉帶的測量。4、 分析RA1在電路中的作用。實驗六 正交鑒頻及鎖相鑒頻實驗一、 實驗目的1、 熟悉相位鑒頻器的基本工作原理。2、 了解鑒頻特性曲線（S曲線）的正確調整方法。二、 實驗內容1、 調測鑒頻器的靜態(tài)工作點。2、 并聯回路對波形的影

48、響。3、 用逐點法或掃頻法測鑒頻特性曲線，由S曲線計算鑒頻靈敏度Sd和線性鑒頻范圍2fmax。 三、 實驗儀器1、 信號源模塊 1塊2、 頻率計模塊 1塊3、 5 號板 1塊4、 雙蹤示波器 1臺5、 萬用表 1塊四、 實驗原理及實驗電路說明1、乘積型鑒頻器（1）鑒頻是調頻的逆過程，廣泛采用的鑒頻電路是相位鑒頻器。鑒頻原理是：先將調頻波經過一個線性移相網絡變換成調頻調相波，然后再與原調頻波一起加到一個相位檢波器進行鑒頻。因此，實現鑒頻的核心部件是相位檢波器。相位檢波又分為疊加型相位檢波和乘積型相位檢波，利用模擬乘法器的相乘原理可實現乘積型相位檢波，其基本原理是：在乘法器的一個輸入端輸入調頻波，設其表達式為式中， 為調頻系數，或，其中為調制信號產生的頻偏。另一輸入端輸入經線性移相網絡移相后的調頻調相波，設其表達式為式中，第一項為高頻分量，可以被濾波器濾掉。第二項是所需要的頻率分量，只要線性移相網絡的相頻特性在調頻波的頻率變化范圍內是線性的，當 時，。因此鑒頻器的輸出電壓的變化規(guī)律與調頻波瞬時頻率的變化規(guī)律相同，從而實現了相位鑒頻。所以相位鑒頻器的線性鑒頻范圍受到移相網絡相頻特性的線性范圍的限制。 (2)鑒頻特性 相位鑒頻器的輸出電壓V0與調頻波瞬時頻率的關系稱為鑒頻特性，其特性曲線(或稱S曲線)如圖13-1所示。鑒頻器的主要性能指標是鑒頻靈敏度