現(xiàn)代電力電子技術(shù)整流技術(shù)

1、6-11 1、整流電路的諧波和無功功率、整流電路的諧波和無功功率晶閘管相控整流電路 在可控整流電路中，整流電源是依靠改變控制角來實現(xiàn)調(diào)壓或穩(wěn)壓，這種傳統(tǒng)的相控整流電路的網(wǎng)側(cè)電流絕大多數(shù)都是非正弦的，失真嚴重。 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，其應(yīng)用日益廣泛，由此帶來的諧波(harmonics)和無功(reactive power)問題日益嚴重，引起了關(guān)注。6-26-3再看二極管不控整流電路。b)0iudqdp2pwti,ud+RCu1u2i2VD1VD3VD2VD4idiCiRud圖2-26 電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a) 電路 b) 波形6-46-5再看二極管不控整流電路。 輸入電

2、壓Vi是正弦，但輸入整流脈動電壓僅在高于電容電壓的瞬間對電容充電，所以輸入交流電流i 波形嚴重畸變，呈脈沖狀（在濾波電容C=1000uF，負載電阻R=100時，脈寬為4mS）。脈沖狀的輸入電流，含有大量諧波，一方面使諧波噪聲水平提高，同時ACDC整流電路輸入端必需增加濾波器，成本高，體積、重量大。輸入端功率因數(shù)只有68.3%。 6-602040608010012345678910諧波分量圖 輸入電流諧波分析柱狀圖6-7 結(jié)論：無論是相控還是不控整流電路，功率因無論是相控還是不控整流電路，功率因數(shù)低都是難以克服的缺點。而且網(wǎng)側(cè)電流包含數(shù)低都是難以克服的缺點。而且網(wǎng)側(cè)電流包含多次諧波，導致線路阻抗

3、產(chǎn)生諧波壓降，使原多次諧波，導致線路阻抗產(chǎn)生諧波壓降，使原為正弦波的電網(wǎng)電壓發(fā)生逆變，諧波電流還會為正弦波的電網(wǎng)電壓發(fā)生逆變，諧波電流還會對電網(wǎng)負載造成不良影響，使線路和變壓器過對電網(wǎng)負載造成不良影響，使線路和變壓器過熱，造成設(shè)備損壞熱，造成設(shè)備損壞。由此可見，整流電路的大。由此可見，整流電路的大量應(yīng)用，使電網(wǎng)輸出非正弦電流，網(wǎng)側(cè)功率因量應(yīng)用，使電網(wǎng)輸出非正弦電流，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)下降，對電網(wǎng)的諧波電流污染嚴重。數(shù)下降，對電網(wǎng)的諧波電流污染嚴重。6-8 為了減小變流電路輸入端諧波電流造成的噪聲和對電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波“污染”，以保證電網(wǎng)供電質(zhì)量，提高電網(wǎng)的可靠性，同時也為了提高輸入端功率因數(shù)，必須限制電

4、路的輸入端諧波電流分量。現(xiàn)在，相應(yīng)的國際標準已經(jīng)頒布實施，如IEC-555-2，EN60555-2等。一般規(guī)定各次諧波不得大于某極限值。 提高變流電路輸入端功率因數(shù)和減小輸入電流諧波的主要方法有：3 3、提高提高AC-DCAC-DC電路網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的主要方電路網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的主要方法法6-91）多重化整流。增加整流相數(shù)，使網(wǎng)側(cè)電流更加接近正弦。2）無功補償裝置。3）利用自關(guān)斷器件代替晶閘管，通過適當?shù)目刂撇呗?，如熄滅角控制、對稱角控制、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）等來改善功率因數(shù)。 6-10 概述： 整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整

5、流電路。原理： 按照一定的規(guī)律將兩個或更多的相同結(jié)構(gòu)的整流電路 進行組合得到。目標： 移項多重聯(lián)結(jié)減少交流側(cè)輸入電流諧波，串聯(lián)多重整流電路采用順序控制可提高功率因數(shù)。6-111) 移相多重聯(lián)結(jié)移相多重聯(lián)結(jié)圖2-40 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)?？蓽p少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。使用平衡電抗器平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路脈波整流電路。6-12 移相移相30 構(gòu)成的串聯(lián)構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路重聯(lián)結(jié)電路圖2-41 移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路 圖2-42 移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形

6、 整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓。 該電路為12脈波整流電路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180360ia2iab2iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+ )Id323(1+)Id33Id136-13 利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路重聯(lián)結(jié)電路：v整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。v整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈脈波整流電路波整流電路。v交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k1次（k=1, 2, 3），ud的

7、脈動也更小。v輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj j1 1=cos =0.9949cos 6-14 將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電重聯(lián)結(jié)電路路：v 為為24脈波整流電路脈波整流電路。v 其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k1，k=1，2，3。v 輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj j1 1=cos =0.9971cos 采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。6-152) 多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對一個橋的 角進行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定。 或者不工作而使該

8、橋輸出直流電壓為零。 或者 =0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對各橋進行控制，因而被稱為順序控制順序控制。不能降低輸入電流諧波，但是總功率因數(shù)可以提高。我國電氣機車的整流器大多為這種方式。6-16無源功率因數(shù)校正無源功率因數(shù)校正無源校正由電容、電感、電力二極管等無源器件組無源校正由電容、電感、電力二極管等無源器件組成，主要通過提高整流導通角的方法來減少高次諧成，主要通過提高整流導通角的方法來減少高次諧波。波。無源校正法的優(yōu)點在于其電路簡單，易于實現(xiàn)，無源校正法的優(yōu)點在于其電路簡單，易于實現(xiàn)，而且其成本低、可靠性高、而且其成本低、可靠性高、EMIEMI小。

9、但缺點是其功小。但缺點是其功率因數(shù)校正效果有限（一般可提高到率因數(shù)校正效果有限（一般可提高到0.90.9左右），左右），工作性能與頻率都與輸入電壓變化有關(guān)，電感和電工作性能與頻率都與輸入電壓變化有關(guān)，電感和電容器之間有大的充放電電流，而且在低頻情況下，容器之間有大的充放電電流，而且在低頻情況下，需要大容量的電感器和電容器，使變換器的體積、需要大容量的電感器和電容器，使變換器的體積、重量、性能價格比與有源功率因數(shù)校正法相比有明重量、性能價格比與有源功率因數(shù)校正法相比有明顯的不足。顯的不足。6-17（2） 有源功率因數(shù)校正器基本思想是，放棄傳統(tǒng)的相控整流方案，代之以高頻調(diào)制基本思想是，放棄傳統(tǒng)的相

10、控整流方案，代之以高頻調(diào)制原理，通過適當?shù)目刂撇呗裕咕W(wǎng)側(cè)電流近似為正弦。這原理，通過適當?shù)目刂撇呗裕咕W(wǎng)側(cè)電流近似為正弦。這就是新一代整流電路（高功率因數(shù)變流器）所依據(jù)的工作就是新一代整流電路（高功率因數(shù)變流器）所依據(jù)的工作原理。原理。在不控整流器和負載之間接入一個在不控整流器和負載之間接入一個DCDCDCDC開關(guān)變換器，應(yīng)開關(guān)變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流用電流反饋技術(shù)，使輸入端電流 i i波形跟蹤交流輸入正弦波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形，可以使電壓波形，可以使i i接近正弦。在該方案中，由于輸入電接近正弦。在該方案中，由于輸入電流被校正成與輸入電壓同相位的正弦波，因而功率因數(shù)可流

11、被校正成與輸入電壓同相位的正弦波，因而功率因數(shù)可以提高到近似為以提高到近似為1.01.0，輸入端，輸入端THDTHD小于小于5%5%，而且具有穩(wěn)定的，而且具有穩(wěn)定的直流輸出電壓。直流輸出電壓。6-18整流電路電壓取樣電流取樣DC/DC變換器電壓取樣VO負載誤差放大器-VA +給定電壓VI乘法器M比較器+CA -驅(qū)動電路uut圖 PFC原理框圖6-19其基本思想為：將輸入交流電壓進行全橋整流。對得到的全波脈動電壓進行DC/DC變換。通過適當?shù)目刂剖沟幂斎腚娏髯詣痈S全波脈動電壓，輸入阻抗呈純阻性，從而實現(xiàn)功率因數(shù)為1。變換器輸出電壓是常數(shù)，輸入電壓、電流都是正弦半波。從原理上講，圖中DC/DC變

12、換器可以是Buck、Boost、Buck-Boost等變換器。但是，由于BOOST電路具有輸入電流可連續(xù)、輸入功率因數(shù)高并可直接控制電感電流以控制輸入電流等優(yōu)點，所以常常用作前級功率因數(shù)校正?？刂齐娐钒妷赫`差放大器及基準電壓，乘法器M，比較器CA和驅(qū)動電路等，負載可以是一個開關(guān)電源。6-20PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓VO取樣信號與基準電壓Vref輸入給電壓誤差放大器VA，和整流后電壓取樣信號的輸出電取樣的基準信號，與電流取樣信號經(jīng)比較器CA比較后，產(chǎn)生PWM信號，PWM信號經(jīng)驅(qū)動電路控制變換器開關(guān)的通斷，從而使輸入電流的波形與整流電壓的波形相位基本一致，使電流諧波大為減小，提高

13、了輸入端功率因數(shù)，6-21有源功率因數(shù)控制器由集成電流控制器與乘法器組成。它的主要優(yōu)點是：可得較高的功率因數(shù)(0.970.99)，甚至接近1；可在較寬的輸入電壓范圍（如90264VAC）和寬頻帶下工作；體積、重量小；輸出電壓可保持恒定。主要缺點是：電路復(fù)雜；成本高；EMI高；效率會有所降低。目前，這種功率因數(shù)控制器已開始廣泛應(yīng)用于新型開關(guān)電源中。6-226-23vPWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多。vPWM整流電路采用全控型器件組成，把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，通過對電路進行控制，使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，且功率因數(shù)近似1，因此P

14、WM整流電路也稱單位功率變流器。 6-241單相PWM整流電路圖6-28 單相PWM整流電路半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接。 單相半橋電路 交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。全橋電路直流側(cè)電容只要一個就可以。 單相全橋電路6-25(1)單相全橋單相全橋PWM整流電路整流電路的工作原理按正弦信號波和三角波相比較的方法對圖中的V1V4進行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端AB產(chǎn)生一個SPWM波uAB。uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，不含有低次諧波。由于Ls的濾波作用

15、，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動。當正弦信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。us一定時，is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與us的相位差決定。改變uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90，或使is與us相位差為所需角度。6-26圖6-29 PWM整流電路的運行方式向量圖a)整流運行b)逆變運行c)無功補償運行d) 超前角為j djUsULURUABIsdUsURUABIsULdUsURUABIsULdUsURUABIsULIs6-27b)逆變運行dUsURUABIsULa)整流運行dUsULURUABIsa： 滯后 相角d ， 和

16、 同相，整流狀態(tài)整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1。PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。UABsUIssUb： 超前 相角d ， 和 反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正反兩個方向的流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調(diào)速系統(tǒng)很重要UABsUIssU6-28c)無功補償運行dUsURUABIsULd) 超前角為j jdUsURUABIsULc： 滯后 相角d， 超前 90，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率靜止無功功率發(fā)生器發(fā)生器（Static Var GeneratorSVG）。UABsUIssUd：通過對 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滯后任一角度j 。UABsUIs6-

17、29(2)對單相全橋單相全橋PWM整流電路整流電路工作原理的進一步說明整流狀態(tài)下整流狀態(tài)下: us 0時時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。 V2關(guān)斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。 V2通時，us通過V2、VD4向Ls儲能。 us 0時時，（V1、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。6-302三相PWM整流電路 三相橋式PWM整流電路，是最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。 工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相。 進行SPW

18、M控制，在交流輸入端A、B和C可得 SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使i ia a、i ib b、i ic c為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。 和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。三相橋式PWM整流電路 負載6-31間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)1) 間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制相位和幅值控制。按圖6-29a（逆變時為圖6-29b）的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。圖6-31，間接電流控間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路控制系統(tǒng)的閉環(huán)是

19、整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋引入電流反饋可分為兩種 間接電流控制間接電流控制、直接電流控制直接電流控制。6-32控制原理 穩(wěn)態(tài)時，ud= ，PI調(diào)節(jié)器輸入為零，PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小對應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相對應(yīng)。*du負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。 和實際的直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號id，id的大小和整流器交流輸入電流幅值成正比。*du 負載電流增大時，C放電而使ud下降，PI的輸入端出現(xiàn)正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使ud回升。達到新的穩(wěn)態(tài)時，ud和 相等，PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而id則穩(wěn)定為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應(yīng)。*du間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)6-33從整流運行向逆變運行轉(zhuǎn)換首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負偏差，id減小后變?yōu)樨撝?，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現(xiàn)逆變運行。穩(wěn)態(tài)時，ud和 仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應(yīng)。*du間接電流控制系統(tǒng)結(jié)