鑒頻靈敏度課件

1、第7章角度調(diào)制與解調(diào)電路(非線性頻率變換電路)7.1概述 頻率調(diào)制和相位調(diào)制合稱為角度調(diào)制(簡稱調(diào)角)。 因?yàn)橄辔皇穷l率的積分, 故頻率的變化必將引起相位的變化, 反之亦然, 所以調(diào)頻信號與調(diào)相信號在時域特性、頻譜寬度、調(diào)制與解調(diào)的原理和實(shí)現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系。 角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換, 比屬于線性頻率變換的振幅調(diào)制與解調(diào)在原理和電路實(shí)現(xiàn)上都要困難一些。由于角度調(diào)制信號在抗干擾方面比振幅調(diào)制信號要好得多, 所以雖然要占用更多的帶寬, 但仍得到了廣泛的應(yīng)用。 其中, 在模擬通信方面, 調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越, 故大都采用調(diào)頻制。 所以, 本章在介紹電路時, 以調(diào)頻電路、 鑒頻(頻

2、率解調(diào))電路為主題, 但由于調(diào)頻信號與調(diào)相信號的內(nèi)在聯(lián)系, 調(diào)頻可以用調(diào)相電路間接實(shí)現(xiàn), 鑒頻也可以用鑒相(相位解調(diào), 也稱相位檢波)電路間接實(shí)現(xiàn), 所以實(shí)際上也介紹了一些調(diào)相與鑒相電路。 7.2角度調(diào)制與解調(diào)原理 7.2.1調(diào)角信號的時域特性 1. 調(diào)頻信號 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcosct, 調(diào)制信號為 u(t), 則調(diào)頻信號的瞬時角頻率 (t)=c+kfu (t)瞬時相位 (t)=t0(t)dt=ct+kft0u(t)dt調(diào)頻信號 uFM=Ucmcosct+kf t0 u(t)dt (7.2.1)其中kf為比例系數(shù)。 上式表明, 調(diào)頻信號的振幅恒定, 瞬時角頻率是在固定的載頻上疊加一

3、個與調(diào)制信號電壓成正比的角頻率偏移(簡稱角頻偏)(t)=kfu(t), 瞬時相位是在隨時間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個與調(diào)制電壓積分成正比的相位偏移(簡稱相偏)(t)=kft0u(t)dt。其最大角頻偏m和調(diào)頻指數(shù)(最大相偏)Mf分別定義為： m=kf|u(t)|max, Mf=kf|t0u(t)dt|max 若調(diào)制信號是單頻信號, 即u(t)=Umcost, 則由式(7.2.1)可寫出相應(yīng)的調(diào)頻信號： uFM=Ucmcos =Ucmcos(ct+Mfsin t) (7.2.3) 2 調(diào)相信號 設(shè)高頻載波為 uc=Ucmcos ct, 調(diào)制信號為 u(t), 則調(diào)相信號的瞬時相位

4、(t)=ct+kpu(t) 瞬時角頻率 調(diào)相信號 uPM=Ucmcosct+kpu(t) (7.2.4)其中kp為比例系數(shù)。 上式表明, 調(diào)相信號的振幅恒定, 瞬時相位是在隨時間變化的載波相位c(t)=ct上疊加了一個與調(diào)制電壓成正比的相偏(t)=kpu(t), 瞬時角頻率是在固定載頻上疊加了一個與調(diào)制電壓的導(dǎo)數(shù)成正比的角頻偏(t)=kp 。 最大角頻偏m和調(diào)相指數(shù)(最大相偏)Mp分別定義為: 若調(diào)制信號是單頻信號, 即u(t)=Um cos t, 由式(7.2.4)可寫出相應(yīng)的調(diào)相信號 UPM=Ucmcos(ct+kpUm cost) =Ucmcos(ct+Mpcost) (7.2.6) 3

5、 調(diào)頻信號與調(diào)相信號時域特性的比較 調(diào)頻信號與調(diào)相信號的相同之處在于: (1) 二者都是等幅信號。 (2) 二者的頻率和相位都隨調(diào)制信號而變化, 均產(chǎn)生頻偏與相偏。調(diào)頻信號與調(diào)相信號的區(qū)別在于: (1) 二者的頻率和相位隨調(diào)制信號變化的規(guī)律不一樣, 但由于頻率與相位是微積分關(guān)系, 故二者是有密切聯(lián)系的。 (2) 從表7.2.1中可以看出, 調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率有關(guān), 最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān), 而調(diào)相信號的最大頻偏與調(diào)制頻率有關(guān), 調(diào)相指數(shù)MP與調(diào)制頻率無關(guān)。 (3) 從理論上講, 調(diào)頻信號的最大角頻偏mc, 由于載頻c很高, 故m可以很大, 即調(diào)制范圍很大。由于相位以2為周期, 所

6、以調(diào)相信號的最大相偏(調(diào)相指數(shù))Mf, 故調(diào)制范圍很小。 圖7.2.1給出了調(diào)制信號分別為單頻正弦波和三角波時的調(diào)頻信號和調(diào)相信號的有關(guān)波形。 7.2.2調(diào)角信號的頻譜 由式(7.2.3)和(7.2.6)可以看出, 在單頻調(diào)制時, 調(diào)頻信號與調(diào)相信號的時域表達(dá)式是相似的, 僅瞬時相偏分別隨正弦函數(shù)或余弦函數(shù)變化, 無本質(zhì)區(qū)別, 故可寫成統(tǒng)一的調(diào)角信號表達(dá)式： u(t)=Ucmcos(ct+Msint) (7.2.7)_式中用調(diào)角指數(shù)M統(tǒng)一代替了Mf與Mp。 式(7.2.7)可展u(t)=Ucmcos(Msint)cosct-sin(Msint)sinct (7.2.8) 利用貝塞爾函數(shù)理論中的

7、兩個公式: cos(Msin t)=J0(M)+2J2(M)cos2t+2J4(M)cos4t+ sin(Msint)=2J1(M)sint+2J3(M)sin3t+2J5(M)sin5t+其中Jn(M)是宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)。 代入式(7.2.8), 可得到 u(t)=UcmJ0(M)cosct-2J1(M)sintsinct+2J2(M)cos2tcosct-2J3(M)sin3tsinct+2J4(M)cos4tcosct-2J5(M)sin5tsinct+ =UcmJ0(M)cosct+J1(M)cos(c+)t-cos(c-)t+J2(M)cos(c+2)t+cos(c-2

8、)t+J3(M)cos(c+3)t-cos(c-3)t+J4(M)cos(c+4)t+cos(c-4)t+J5(M)cos(c+5)t-cos(c-5)t (7.2.9) 圖7.2.2給出了宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)曲線, 表7.2.2給出了M為幾個離散值時的貝塞爾函數(shù)值。 分析式(7.2.9)和貝塞爾函數(shù)的特點(diǎn), 可以看出單頻調(diào)角信號頻譜具有以下幾個特點(diǎn): (1)由載頻和無窮多組上、下邊頻組成, 這些頻率分量滿足cn, 振幅為Jn(M)Ucm,n=0, 1, 2, 。Ucm是調(diào)角信號振幅。 當(dāng)n為偶數(shù)時, 兩邊頻分量振幅相同, 相位相同； 當(dāng)n為奇數(shù)時, 兩邊頻分量振幅相同, 相位相反。

9、 2) 當(dāng)M確定后, 各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化, 且有時候?yàn)榱?。因?yàn)楦麟A貝塞爾函數(shù)隨M增大變化的規(guī)律均是衰減振蕩, 而各邊頻分量振幅值與對應(yīng)階貝塞爾函數(shù)成正比。 (3) 隨著M值的增大, 具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加, 載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢, 在個別地方(如M=2405, 5520時), 載頻分量為零。 (4) 若調(diào)角信號振幅不變, M值變化, 則總功率不變, 但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。 上述特點(diǎn)充分說明調(diào)角是完全不同于調(diào)幅的一種非線性頻率變換過程。顯然, 作為調(diào)角的逆過程, 角度解調(diào)也是一種非線性頻率變換過程。 對于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號來說, 調(diào)角信號的

10、總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號中每個頻率分量單獨(dú)調(diào)制時所得頻譜的組合, 而且另外又新增了許多頻率分量。例如, 若調(diào)制信號由角頻率為1, 2的兩個單頻正弦波組成, 則對應(yīng)調(diào)角信號的頻率分量不但有cn1和cn2, 還會出現(xiàn)cn1p2, n、p=0, 1, 2, 。 7.2.3調(diào)角信號的帶寬 根據(jù)調(diào)角信號的頻譜特點(diǎn)可以看到, 雖然理論上它的頻帶無限寬, 但具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近, 且上下邊頻在振幅上是對稱的。 當(dāng)M1時(工程上只需M0.25), 即對于窄帶調(diào)角信號, 有近似公式 cos(Msint)1, sin(Msint)Msint故式(7.2.8)可化簡為: u(t)=Ucmcosc

11、t+ cos(c+)t-cos(c-)t (7.2.10)此時的頻譜由載頻和一對振幅相同、 相位相反的上下邊頻組成, 帶寬 BW2F (7.2.11)對于非窄帶調(diào)角信號, 通常定義有效帶寬(簡稱帶寬) BW2(M+1)F (7.2.12)從表7.2.2中可以看出, M+1以上各階邊頻的振幅均小于調(diào)角信號振幅的10%, 故可以忽略。 對于一般調(diào)制信號形成的調(diào)角波, 采用其中最高調(diào)制角頻率, 代入式(7.2.11)或(7.2.12), 可以求得頻帶寬度。 例7.1 已知音頻調(diào)制信號的最低頻率Fmin=20Hz, 最高頻率Fmax=15kHz, 若要求最大頻偏fm=45kHz, 求出相應(yīng)調(diào)頻信號的調(diào)

12、頻指數(shù)Mf、帶寬BW和帶寬內(nèi)各頻率分量的功率之和(假定調(diào)頻信號總功率為1W), 畫出F=15kHz對應(yīng)的頻譜圖, 并求出相應(yīng)調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp、帶寬和最大頻偏。 解： 調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率成反比, 即 Mf= , 所以Mfmax= rad rad BW=2(3+1)15103=120kHz 因?yàn)镕=15kHz對應(yīng)的Mf=3, 從表7.2.2可查出J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132, 由此可畫出對應(yīng)調(diào)頻信號帶寬內(nèi)的頻譜圖, 共9條譜線, 如圖例7.1所示。 因?yàn)檎{(diào)頻信號總功率為1W, 故

13、Ucm= , 所以帶寬內(nèi)功率之和= 調(diào)相信號的最大頻偏是與調(diào)制信號頻率成正比的, 為了保證所有調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏不超過45kHz, 故除了最高調(diào)制頻率外, 其余調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏必然小于45kHz。 另外, 調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無關(guān)。 由fm=MpF可得 Mp= 所以fm min=MpFmin=320=60Hz BW=2(3+1)15103=120kHz由以上結(jié)果可知, 若調(diào)相信號最大頻偏限制在45kHz以內(nèi), 則帶寬仍為120kHz, 與調(diào)頻信號相同, 但各調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏變化很大, 最小者僅60Hz。 最大頻偏與帶寬是兩個容易混淆的概念。 最大頻偏是指調(diào)角信號瞬時

14、頻率偏離載頻的最大值, 如在例7.1中若載頻為100 MHz, 則調(diào)頻信號瞬時頻率的變化范圍為99.955MHz100.045 MHz； 而帶寬是指調(diào)角信號頻譜分量的有效寬度, 對于窄帶和非窄帶調(diào)角信號, 分別按照式(7.2.11)、 (7.2.12)定義, 帶寬內(nèi)頻率分量的功率之和占總功率的90%以上, 如例7.1中是99.6%。非窄帶調(diào)頻信號最大頻偏fm與帶寬BW的關(guān)系為： BW=2(fm+F) (7.2.13) 7.2.4調(diào)角信號的調(diào)制原理 1 調(diào)頻原理 實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)制的方式一般有兩種: 一是直接調(diào)頻, 二是間接調(diào)頻。 (1) 直接調(diào)頻。 根據(jù)調(diào)頻信號的瞬時頻率隨調(diào)制信號成線性變化這一基本

15、特性, 可以將調(diào)制信號作為壓控振蕩器的控制電壓, 使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號規(guī)律而變化, 壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。顯然, 這是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法, 故稱為直接調(diào)頻。 (2) 間接調(diào)頻。 若先對調(diào)制信號u(t)進(jìn)行積分, 得到u1(t)=t0u(t)dt, 然后將u1(t)作為調(diào)制信號對載頻信號進(jìn)行調(diào)相, 則由式(7.2.4)可得到: u(t)=Ucmcosct+kpu1(t)=Ucmcos ct+kpt0u(t)dt參照式(7.2.1)可知, 對于u(t)來說, 上式是一個調(diào)頻信號表達(dá)式。 因此, 將調(diào)制信號積分后調(diào)相, 是實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的另外一種方式, 稱為間接調(diào)頻。 或者說, 間接

16、調(diào)頻是借用調(diào)相的方式來實(shí)現(xiàn)調(diào)頻。圖7.2.3是間接調(diào)頻原理圖。 2 調(diào)相原理 實(shí)現(xiàn)相位調(diào)制的基本原理是使角頻率為c的高頻載波uc(t)通過一個可控相移網(wǎng)絡(luò), 此網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移受調(diào)制電壓u(t)控制, 滿足=kpu(t)的關(guān)系, 所以網(wǎng)絡(luò)輸出就是滿足式(7.2.4)所示的調(diào)相信號了。 圖7.2.4給出了可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖。 式(7.2.4)所示調(diào)相信號又可寫成: uPM=Ucmcosct+kpu(t) =Ucmcos=Ucmcosc(t-) 其中 是一比例系數(shù)。 式(7.2.14)將調(diào)相信號表示為一個可控時延信號, 時延與調(diào)制電壓u(t)成正比。可見, 時延與相移本質(zhì)上是一樣的。 所以, 將

17、圖7.2.4中的可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時延網(wǎng)絡(luò), 也可實(shí)現(xiàn)調(diào)相。 7.2.5調(diào)角信號的解調(diào)原理 1 鑒相原理 采用乘積鑒相是最常用的方法。 若調(diào)相信號為 uPM=Ucmcos ct+(t)其中 (t)=kpu(t) 同步信號與載波信號相差 , 為式中k為乘法器增益, 低通濾波器增益為1。 由式(7.2.15)可以看到, 乘積鑒相的線性鑒相范圍較小, 只能解調(diào)Mp 的調(diào)相信號。 圖7.2.5是乘積鑒相原理圖。由于相乘的兩個信號有90的固定相位差, 故這種方法又稱為正交乘積鑒相。 2 鑒頻原理 從式(7.2.1)所示調(diào)頻信號表達(dá)式來看, 由于隨調(diào)制信號u(t)成線性變化的瞬時角頻率與相位是微分關(guān)系,

18、 而相位與電壓又是三角函數(shù)關(guān)系, 所以要從調(diào)頻信號中直接提取與u(t)成正比的電壓信號很困難。 通常采用兩種間接方法。 一種方法是先將調(diào)頻信號通過頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)幅信號, 然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號。另一種方法是先將調(diào)頻信號通過頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻調(diào)相信號, 然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號。圖7.2.6給出了相應(yīng)的原理圖。 第8章第8.5節(jié)還將介紹一種利用鎖相環(huán)進(jìn)行鑒頻的方法, 稱為鎖相鑒頻。 7.2.6調(diào)頻制與調(diào)相制比較 調(diào)頻制是指傳送的調(diào)角信號中, 瞬時頻偏與調(diào)制電壓成正比, 滿足式(7.2.1)；調(diào)相制是指傳送的調(diào)角信號中, 瞬時相偏與調(diào)制電壓成正比, 滿足式(7.2.4)。

19、雖然調(diào)頻信號可以由調(diào)相方式間接實(shí)現(xiàn), 調(diào)相信號也可以由調(diào)頻方式間接實(shí)現(xiàn), 但是兩種調(diào)制體制的性能是不一樣的。 抗干擾性是衡量調(diào)制體制性能的一個重要指標(biāo)。假定接收機(jī)解調(diào)器輸入的已調(diào)波信號信噪比相同, 哪一種調(diào)制體制解調(diào)器輸出信噪比高, 解調(diào)失真小, 則說明哪一種調(diào)制體制抗干擾性好。顯然, 對調(diào)幅制的主要干擾是振幅噪聲, 對調(diào)頻制與調(diào)相制的主要干擾是頻率噪聲和相位噪聲。 研究表明, 在單頻干擾情況下, 調(diào)幅制、 調(diào)頻制與調(diào)相制對應(yīng)的已調(diào)波信號的電壓信噪比的比值大約等于各自調(diào)制指數(shù)Ma、Mf與Mp的比值。即調(diào)制指數(shù)越大, 對應(yīng)的已調(diào)波信號的電壓信噪比越大, 抗干擾性越好。調(diào)幅制的Ma1, 故抗干擾性

20、差。對于調(diào)頻制與調(diào)相制來說, 調(diào)制指數(shù)可以大于1, 故抗干擾性可以比調(diào)幅制好, 當(dāng)然, 這是用增加帶寬的代價來換取的。由于調(diào)相制的Mp, 而調(diào)頻制的Mf可以做得很大, 故調(diào)頻制的抗干擾性又可以比調(diào)相制好。顯然, Mf1的窄帶調(diào)頻的抗干擾性不如Mf1的寬帶調(diào)頻。 例7.1的結(jié)果告訴我們, 對于有一定頻率范圍的調(diào)制信號, 在系統(tǒng)帶寬相同時, 如果采用調(diào)頻制, 由式(7.2.13)可知, 帶寬大致由最大頻偏所決定。由于最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān), 所以每個調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬, 獲得最大頻偏。另外, 較低調(diào)制頻率分量還可以獲得更高的調(diào)頻指數(shù)(如20Hz分量的調(diào)頻指數(shù)高達(dá)2250), 故具有更好

21、的抗干擾性。但是, 如果采用調(diào)相制, 帶寬是由最高調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏來決定的(BW=2(fm max+Fmax)。 除了最高調(diào)制頻率分量外, 其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來越小(fm=MpF), 如20Hz分量的最大頻偏僅60 Hz, 所以不能充分利用系統(tǒng)帶寬。另外, 所有調(diào)制頻率分量的Mp都相同, 且不高, 故抗干擾性不大好。 綜上所述, 調(diào)角制的抗干擾性可以比調(diào)幅制好, 調(diào)頻制在帶寬利用和抗干擾性方面又比調(diào)相制好, 所以, 在模擬通信系統(tǒng)中廣泛采用調(diào)頻制而很少用調(diào)相制。由于調(diào)頻系統(tǒng)占用頻帶很寬, 所以調(diào)頻通信的工作頻段被安排在幾十兆赫茲至近千兆赫茲的高頻段。在以后各節(jié)的電路討

22、論中, 我們將注意力著重放在調(diào)頻和鑒頻電路方面。由于調(diào)頻可以由調(diào)相間接實(shí)現(xiàn), 鑒頻也可以由鑒相間接實(shí)現(xiàn), 所以實(shí)際上也涉及到一些調(diào)相和鑒相電路。 7.3 調(diào) 頻電路 7.3.1調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo) 1 調(diào)頻線性性 調(diào)頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱為調(diào)頻特性。顯然, 理想調(diào)頻特性應(yīng)該是線性的, 所以對實(shí)際電路可能產(chǎn)生一些非線性失真, 應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。 2 調(diào)頻靈敏度 單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf, 即Sf= 。 在線性調(diào)頻范圍內(nèi), Sf相當(dāng)于式(7.2.1)中的kf。 3 最大線性調(diào)制頻偏(簡稱最大線性頻偏) 實(shí)際電路的調(diào)頻特性是非線性的, 其中線性部分能夠?qū)?/p>

23、現(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。 由公式Mf= , BW=2(Mf+1)F=2(fm+F)可知, 最大頻偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密切關(guān)系。不同的調(diào)頻系統(tǒng)要求不同的最大頻偏, 所以調(diào)頻電路能達(dá)到的最大線性頻偏應(yīng)滿足要求。如調(diào)頻廣播系統(tǒng)的要求是75kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)的要求是50 kHz。 4 載頻穩(wěn)定度 調(diào)頻電路的載頻(即中心頻率)穩(wěn)定性是接收電路能夠正常接收而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。不同調(diào)頻系統(tǒng)對載頻穩(wěn)定度的要求是不同的, 如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過2kHz, 調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過500Hz。 7.3.2直接調(diào)頻電路 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路是廣泛采用的一種直接調(diào)

24、頻電路。 為了提高中心頻率穩(wěn)定度, 可以加入晶振, 但加入晶振后又會使最大線性頻偏減小。采用倍頻和混頻措施可以擴(kuò)展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。 鎖相調(diào)頻電路的中心頻率穩(wěn)定度可以做得很高, 是一種應(yīng)用越來越廣泛的直接調(diào)頻電路, 在第8章第8.5節(jié)將會討論。 1 變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 第4章第4.5節(jié)例46討論的變?nèi)荻O管壓控振蕩器實(shí)際上就是一個變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 它的振蕩回路由一個電感、一個變?nèi)荻O管和兩個電容組成。為避免重復(fù), 本小節(jié)對于變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的工作原理不再敘述, 僅著重分析它的性能指標(biāo)。 為簡化起見, 假定其振蕩回路僅包括一個等效電感L和一個變?nèi)荻O管組成的等效電容Cj

25、, 則在單頻調(diào)制信號u(t)=Umcost的作用下, 回路振蕩角頻率可參照式(4.5.2)寫成： 其中c= 是u=0時的振蕩角頻率, 即調(diào)頻電路中心角頻率, x=mcost= 是歸一化調(diào)制信號電壓, x1。 在式(7.3.1)中, 當(dāng)變?nèi)荻O管變?nèi)葜笖?shù)n=2時, 有 c(t)=c(1+x)=c1+uUB+UQ 故角頻偏(t)=cuUB+UQ 這種情況稱為線性調(diào)頻, 無非線性失真。 當(dāng)n2時, 式(7.3.1)可展開為: 其中線性角頻偏部分 (t)= 。 式(7.3.3)中右邊第三項(xiàng)及其以后各項(xiàng)一方面將產(chǎn)生與uQ的二次方及其以上各次方有關(guān)的角頻偏, 顯然這些將產(chǎn)生調(diào)制特性的非線性失真；另一方面還

26、將使載頻產(chǎn)生一個附加偏移, 使載頻穩(wěn)定度降低。由式(7.3.3)可見, 非線性失真和載頻偏移隨著m的增大以及n與2之間差值的增大而增大。 由式(7.3.2)與(7.3.3)可以寫出統(tǒng)一的最大線性角頻偏表達(dá)式: m= mc (7.3.4)和調(diào)頻靈敏度表達(dá)式: 上式說明, 當(dāng)n確定之后, 最大相對線性角頻偏 與電容調(diào)制度m成正比。 雖然增大m會增加最大相對角頻偏, 但也會增加非線性失真和減小載頻穩(wěn)定度, 所以, 最大相對角頻偏受m的限制。 在實(shí)際電路里, 常采用變?nèi)荻O管部分接入回路的方式, 第4章圖例4.6所示就是一個例子。 在這種情況下, 加在變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓對整個LC回路的影響減小, 故調(diào)

27、頻電路的最大線性頻偏有所減小,但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。讀者可自行推導(dǎo)出有關(guān)表達(dá)式。 圖7.3.1(a)是另一個變?nèi)荻O管部分接入調(diào)頻電路。在電路里采用了兩個變?nèi)荻O管背靠背連接, 這也是一種常用方式。 在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有低頻調(diào)制電壓, 而且疊加有回路里的高頻振蕩電壓, 如圖7.3.2所示, 故變?nèi)荻O管的實(shí)際電容值會受到高頻振蕩的影響。若高頻振蕩電壓振幅太大, 還可能使疊加后的瞬時電壓造成變?nèi)荻O管正偏。采用兩個變?nèi)荻O管對接, 從圖7.3.1(b)所示高頻等效電路可知, 兩管對于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的, 故加在每個管上的高頻振蕩電壓振幅減半。 另外

28、, 兩管上高頻振蕩電壓相位相反, 由于Cj-u曲線的非線性特性, 雖然對結(jié)電容產(chǎn)生的高頻影響不能完全抵消, 但也能抵消一部分。對于直流偏壓和低頻調(diào)制電壓來說, 兩管是并聯(lián)關(guān)系, 故工作狀態(tài)不受影響。這種方式的缺點(diǎn)是調(diào)頻靈敏度有所降低, 因?yàn)閮勺內(nèi)莨艽?lián)后總結(jié)電容減半。 2. 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路 在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路里, 常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式, 如圖4.5.3給出的一個例子。晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器也可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。 正如第4章第4.4、 4.5節(jié)所指出的, 晶振的頻率控制范圍很窄, 僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間, 所以晶振調(diào)頻電路的最大相對頻

29、偏 只能達(dá)到0.01%左右, 最大線性頻偏fm也就很小。 晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點(diǎn)是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高, 可達(dá)10-5左右,因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。 為了增大最大線性頻偏, 即擴(kuò)展晶振的頻率控制范圍, 可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法, 這在第4章第4.5節(jié)已有詳細(xì)討論, 圖4.5.5也給出了有關(guān)電路圖, 故不再重復(fù)。7.5節(jié)中介紹的MC2833調(diào)頻集成電路的應(yīng)用也是一個實(shí)際范例, 可參看圖7.5.1。 3 擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法 從式(7.3.6)可以看到, 變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的最大相對線性頻偏 受到變?nèi)莨軈?shù)的限制。 晶振直接調(diào)頻電路的最大相對線性頻偏

30、也受到晶振特性的限制。顯然, 提高載頻是擴(kuò)展最大線性頻偏最直接的方法。 例如, 當(dāng)載頻為100MHz時, 即使最大相對線性頻偏僅0.01%, 最大線性頻偏也可達(dá)到10kHz, 這對于一般語音通信也足夠了。 然而, 如要求進(jìn)一步擴(kuò)展最大線性頻偏, 可以采用倍頻和混頻的方法。 設(shè)調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號的瞬時角頻率為: 1=c+kfUm cost=c+mcost 經(jīng)過n倍頻電路之后, 瞬時角頻率變成: 2=nc+nmcost 可見n倍頻電路可將調(diào)頻信號的載頻和最大頻偏同時擴(kuò)大為原來的n倍, 但最大相對頻偏仍保持不變。 若將瞬時角頻率為2的調(diào)頻信號與固定角頻率為3=(n+1)c的高頻正弦信號進(jìn)行混

31、頻, 則差頻為 4=3-2=c-nmcost 可見混頻能使調(diào)頻信號最大頻偏保持不變, 最大相對頻偏發(fā)生變化。 根據(jù)以上分析, 由直接調(diào)頻、倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號的載頻不變,最大線性頻偏擴(kuò)大為原來的n倍。 如果將直接調(diào)頻電路的中心頻率提高為原來的n倍, 保持最大相對頻偏不變, 則能夠直接得到瞬時角頻率為2的調(diào)頻信號, 這樣可以省去倍頻電路。 圖7.3.3給出了有關(guān)原理方框圖。 7.3.3間接調(diào)頻電路 根據(jù)本章第7.2節(jié)所述間接調(diào)頻的原理, 由于積分電路可以用簡單的RC積分器實(shí)現(xiàn), 故可控相移網(wǎng)絡(luò)是間接調(diào)頻電路的關(guān)鍵部件。 可控相移網(wǎng)絡(luò)有多種實(shí)現(xiàn)電路, 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)是其中

32、應(yīng)用最廣的一種。 1. 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò) 圖7.3.4(a)給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的實(shí)用電路, (b)是其高頻等效電路。 對于高頻載波來說, 三個0.001F的小電容短路； 對于低頻調(diào)制信號來說, 三個0.001 F的小電容開路, 4.7F電容短路。 設(shè)調(diào)制信號u=Umcost經(jīng)4.7F電容耦合到變?nèi)荻O管上, 則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LCj回路的中心角頻率(t)將隨調(diào)制電壓而變化。當(dāng)角頻率為c的載波信號通過這個LCj回路后, 會發(fā)生什么變化呢? 圖7.3.5LC回路中心角頻率(t)與輸入信號中心角頻率c相互變化關(guān)系借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性, 將輸入視為

33、電流信號, 輸出視為電壓信號, 我們來討論以下三種不同的情況。 若LC回路中心角頻率恒定為0, 輸入載波的角頻率c=0, 則稱回路處于諧振狀態(tài), 輸出載波信號的頻率不變, 相移為零。 若LC回路中心角頻率仍恒定為0, 輸入是載頻c=0的等幅單頻調(diào)頻電流信號, 瞬時角頻偏為mcos t, 則回路處于失諧狀態(tài), 如圖7.3.5(a)所示。由于0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化Z不大，最大變化量為Zm。若令輸入電流振幅為I，則輸出電壓振幅就不是恒定的了，所產(chǎn)生的最大變化量為Um=ZmI。 然而， 0附近的相頻特性曲線較陡峭，故產(chǎn)生的相移變化很大，最大變化量為m， 即輸出電壓的相位與輸入電流

34、的相位不同， 有一個最大相移為m的相位差。 與情況相反, 若輸入是角頻率恒為c的載波信號, LC回路的中心角頻率(t)發(fā)生變化, 滿足(t)=0+mcost, 且0=c, 如圖7.3.5(b)所示, 顯然, 回路也處于失諧狀態(tài)，不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。這時輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況完全相似，從圖 7.3.5 可以很清楚地看到。 、情況下的LC回路均稱為失諧回路。 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)屬于第種情況。現(xiàn)在來分析這種情況下輸出信號的相移表達(dá)式(t)。參照相同情況下LCj回路中心角頻率表達(dá)式(7.3.1)和(7.3.3), 在m較小時, 有: 因?yàn)檩斎胼d波角頻率c=0， 所

35、以瞬時角頻率差為： 根據(jù)第1章第1.2節(jié)對LC并聯(lián)諧振回路的分析, 當(dāng)失諧不大時, 回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為:(t)=-arctan 當(dāng)變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的可變中心角頻率(t)對于輸入載波角頻率c失諧不大時, 二者之間的相位差, 也就是載波信號通過相移網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的相移可用式(7.3.8)近似表示。 其中(t)由式(7.3.7)代入, 于是求得： (t)-nmQecost=-Mpcost (7.3.9) 式中Qe是LCj回路有載品質(zhì)因數(shù)。 由式(7.3.9)可見, 變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相, 但受回路相頻特性非線性的限制, 必須滿足Mp , 調(diào)制范圍很窄, 屬窄帶調(diào)相。

36、 為了增大調(diào)相指數(shù), 可以采用多個相移網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)方式, 各級之間用小電容耦合, 對載頻呈現(xiàn)較大的電抗, 使各級之間相互獨(dú)立。 圖7.3.6是一個三級單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò), 可產(chǎn)生的最大相偏為 。 其中22k可調(diào)電阻用于調(diào)節(jié)各回路的Qe值, 使三個回路產(chǎn)生相同的相移。 圖中470k電阻和3個并聯(lián)0.022F電容組成積分電路。 調(diào)制信號u(t)經(jīng)過5F電容耦合后輸入積分電路, 0.022F電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化, 回路電感L對于低頻積分電壓可視為短路。 2 擴(kuò)展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法 由變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的分析和式(7.3.9)可知, 調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變

37、容管參數(shù)的限制, 而調(diào)相信號的最大頻偏fm又與Mp成正比, 故fm也受到限制。 因此, 間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響, 也受到限制。 這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻偏受限制不一樣。 為了擴(kuò)展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏, 同樣可以采用倍頻和混頻的方法。下面用一個例題來具體說明。 例7.2 已知調(diào)制信號頻率范圍為40Hz15 kHz, 載頻為90 MHz, 若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75kHz的調(diào)頻信號, 其中調(diào)相電路Mp=0.5 , 如何實(shí)現(xiàn)? 解： (1) 若單獨(dú)進(jìn)行調(diào)相, 則Mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的

38、, 分別為: fmmin=MpFmin=0.540=20 Hz fmmax=MpFmax=0.515103=75kHz (2) 現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路, 則產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏Mf就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實(shí)際最大相偏Mp, 有 Mf= 顯然, 此時的實(shí)際最大相偏Mp與調(diào)制頻率成反比, 這是為什么呢? 設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為: u1=Um1cost 經(jīng)增益為1的積分電路輸出后為: u2= u2即為輸入調(diào)相電路的信號, 因此有: Mp= 可見, 由于相同振幅的各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后, 振幅減小, 且減幅程度與頻率成反比, 故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路里所獲得的實(shí)際最大

39、相偏Mp不一樣, 最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的Mp最大。因?yàn)橹挥蠪min分量才能獲得0.5這一實(shí)際最大相偏, 故由式(7.3.10)可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏: fm=MpFmin=0.540=20 Hz(3) 因?yàn)殚g接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20Hz的調(diào)頻信號, 與要求75 kHz相差甚遠(yuǎn), 故可以在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻, 然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。 因?yàn)橐蟮南鄬︻l偏 , 故fc1=201200=24 kHz。由于24 kHz作為載頻太低, 所以可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。 一種方案如圖例7.2所示。 首先用間接調(diào)頻電路在120kHz載頻上產(chǎn)生fm1=1

40、8.3Hz(Mp=0.46)的調(diào)頻信號, 然后經(jīng)過四級四倍頻電路, 可得到載頻為30.72 MHz, fm2=4.685kHz的調(diào)頻信號, 再和fL=36.345MHz的本振進(jìn)行混頻, 得到載頻為5.625MHz, 最大頻偏仍為4.685kHz的調(diào)頻信號, 最后經(jīng)過兩級四倍頻電路, 就能得到載頻為90MHz, fm=75kHz的調(diào)頻信號了。 例7.3在圖7.3.6所示三級單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中, 已知變?nèi)莨軈?shù)n=3, UB=0.6 , 回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20, 調(diào)制信號u(t)頻率范圍為300Hz4000Hz, 若每級回路所產(chǎn)生的相移不超過 , 試求調(diào)制信號最大振幅Um和此電路產(chǎn)生的

41、最大線性頻偏fm。 解： 由圖可知, 積分電路輸出信號(即變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓)為: ui(t)= 根據(jù)例7.2中分析可知, 只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。在本題里,只有300Hz分量才能獲得 的最大相移,所以在此以300Hz單頻調(diào)制表達(dá)式u(t)=Um cosmint 進(jìn)行分析, 有： 其中積分電阻R=470k, 積分電容C是三個0.022F電容并聯(lián), Uim= 從圖上可以看到, 變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4 , 故電容調(diào)制度 m= 從而可求得單級回路調(diào)相指數(shù) 因?yàn)楸仨殱M足 故 所以調(diào)制信號振幅Um=RCminUim=47010330.02210-62300Uim=58.44Uim58

42、.440.04=2.34。 三級回路產(chǎn)生的總最大頻偏fm=3MpFmin=30.52300=468 Hz。 從此題的結(jié)果可以看到, 雖然采用了三級相移網(wǎng)絡(luò), 但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小, 僅468 Hz。這是間接調(diào)頻的缺點(diǎn)。 7.4鑒頻電路 7.4.1鑒頻電路的主要性能指標(biāo) 1 鑒頻線性性 鑒頻電路輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信號瞬時頻偏的關(guān)系稱為鑒頻特性, 理想的鑒頻特性應(yīng)是線性的。 實(shí)際電路的非線性失真應(yīng)該盡量減小。 2 鑒頻線性范圍 由于輸入調(diào)頻信號的瞬時頻率是在載頻附近變化, 故鑒頻特性曲線位于載頻附近, 其中線性部分稱為鑒頻線性范圍。 3 鑒頻靈敏度 在鑒頻線性范圍內(nèi), 單位頻偏產(chǎn)生的解

43、調(diào)信號電壓的大小稱為鑒頻靈敏度Sd。 7.4.2 LC回路的頻幅和頻相轉(zhuǎn)換特性 在第7.2節(jié)所介紹的兩種鑒頻方法中, 頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)和頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)是首先需要考慮的問題。顯然, 轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的線性特性是保證線性鑒頻的重要基礎(chǔ)。 LC并聯(lián)回路具有的幅頻特性和相頻特性使之成為簡單而實(shí)用的頻幅轉(zhuǎn)換和頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò), 應(yīng)用非常廣泛。 1. LC并聯(lián)回路的頻相轉(zhuǎn)換特性 在第7.3節(jié)中已經(jīng)討論了高頻信號通過LC并聯(lián)回路的三種不同情況, 其中第2種情況說明調(diào)頻信號通過參數(shù)恒定的LC回路后, 其振幅和相位都發(fā)生了變化?，F(xiàn)在我們來詳細(xì)討論這種情況?？紤]到正交乘積鑒相的需要, 為了獲得90的固定相移, 所以在LC并聯(lián)回路輸

44、入端串聯(lián)一個小電容C1, 整個頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可看作是一個分壓網(wǎng)絡(luò), 如圖7.4.1(a)所示。 根據(jù)圖7.4.1(a)可以寫出網(wǎng)絡(luò)電壓傳輸函數(shù) H()= 其中Zp是LCR并聯(lián)回路的等效阻抗。參照第1.2節(jié)中的分析方法, 在失諧不大時, 可求得其中 于是可得到網(wǎng)絡(luò)的相移函數(shù) (t)= 若|1(t)| , 有: 1(t) 設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號的相位為: i(t)=ct+kft0u(t)dt=ct+Mfsint則在c=0的情況下, 輸出信號的相位為 o(t)=i(t)+(t)=ct+Mfsint+ 由式(7.4.2)可知, 輸出信號與輸入信號相比, 不僅產(chǎn)生了90固定相移, 而且產(chǎn)生了一個與調(diào)制信號u(

45、t)成正比的瞬時相移, 所以稱此網(wǎng)絡(luò)為90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。 由以上分析和圖7.4.1(b)所示網(wǎng)絡(luò)相頻特性可知, 在=0附近, 相頻特性曲線近似為直線, 線性頻相轉(zhuǎn)換范圍為 。 另外, 受網(wǎng)絡(luò)幅頻特性的影響,輸出信號的振幅也會發(fā)生一些變化，不再是等幅信號了。 2 LC并聯(lián)回路的頻幅轉(zhuǎn)換特性 由圖7.3.5(a)可知, 當(dāng)調(diào)頻信號中心角頻率c與LC并聯(lián)回路中心角頻率0相同時, 工作頻率所處的網(wǎng)絡(luò)幅頻特性曲線較平坦, 對輸入調(diào)頻信號的振幅變化影響不大，而且是非單調(diào)性變化。 為取得較好的線性轉(zhuǎn)換特性, 可將c置于幅頻特性曲線下降段線性部分中點(diǎn), 如圖7.4.2中的A點(diǎn), 顯然, 與A點(diǎn)對稱的B點(diǎn)也可以

46、。注意，A、 B兩點(diǎn)處曲線的斜率不一樣。 為了方便起見，圖 7.4.2 中回路阻抗幅頻特性的縱軸參量表示為電壓振幅U。 設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號為: uFM(t)=Ucmcos ct+kft0u(t)dt (7.4.3) 回路幅頻特性曲線在A點(diǎn)處的斜率即為頻幅轉(zhuǎn)換靈敏度Sm= , U和分別是線性范圍內(nèi)的振幅變化量和角頻率變化量。 由圖7.4.2可寫出輸出信號振幅表達(dá)式: Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t） (7.4.4)可見輸出是一個調(diào)頻調(diào)幅信號。由于此工作頻段對應(yīng)回路相頻特性曲線的非線性部分, 故引起的相移變化與調(diào)制電壓不成正比， 而且變化量很小。 除了LC并聯(lián)回路之外, L

47、C互感耦合回路也是一種常用的頻幅、 頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。 3 LC頻幅、 頻相轉(zhuǎn)換特性分析中應(yīng)注意的幾個問題 LC頻幅、頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)是線性網(wǎng)絡(luò), 對調(diào)頻信號的頻譜結(jié)構(gòu)不會產(chǎn)生變化, 但由于其中每個頻率分量的振幅受到不同程度的衰減, 相位產(chǎn)生不同大小的偏移, 所以輸出調(diào)頻信號的振幅不再是恒定的了, 相位也發(fā)生了變化。 換而言之, 調(diào)頻信號的頻譜既沒有產(chǎn)生線性搬移, 更沒有發(fā)生非線性變換, 而僅僅是其中各個頻率分量的振幅和相位發(fā)生了不同的變化而已。 在實(shí)際調(diào)頻通信接收系統(tǒng)中, 鑒頻電路輸入調(diào)頻信號的最大相對頻偏并不很大。 如廣播電視伴音系統(tǒng)為50kHz65 MHz0.77%, 調(diào)頻廣播系統(tǒng)為75 kHz

48、107 MHz0.70%。 其中65 MHz、107 MHz分別是相應(yīng)系統(tǒng)的中頻。 因?yàn)長C回路幅頻、相頻特性曲線的線性部分大小與其相對頻率變化有關(guān), 所以要保證其線性轉(zhuǎn)換范圍大于鑒頻系統(tǒng)的要求。 7.4.3斜率鑒頻電路 利用頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)幅信號, 然后再經(jīng)過檢波電路取出原調(diào)制信號, 這種方法稱為斜率鑒頻, 因?yàn)樵诰€性解調(diào)范圍內(nèi), 解調(diào)信號電壓與調(diào)頻信號瞬時頻率之間的比值和頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)特性曲線的斜率成正比。 在斜率鑒頻電路中, 頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)通常采用LC并聯(lián)回路或LC互感耦合回路, 檢波電路通常采用差分檢波電路或二極管包絡(luò)檢波電路。 1 差分峰值鑒頻電路 圖7.4.3是差分峰

49、值鑒頻電路原理圖。這種電路便于集成, 僅LC回路元件需外接, 且調(diào)試方便。為了擴(kuò)大線性轉(zhuǎn)換范圍, 提高鑒頻靈敏度, 在圖中L1C1并聯(lián)回路上又添加了一個電容C2, 一起組成了頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。檢波部分由差分峰值檢波器組成先來分析L1C1C2網(wǎng)絡(luò)的電抗特性, 假定L1的損耗可以忽略。分別設(shè)X1和X2為L1C1并聯(lián)回路和C2的電抗, 即: X1= X1+X2是L1C1回路和C2串聯(lián)后的等效電抗, X1X2是L1C1回路和C2并聯(lián)后的等效電抗。 圖7.4.4給出了上述電抗隨變化的曲線, 其中(b)圖的X1+X2曲線可由(a)圖中兩組曲線相加而成。 圖中L1C1回路的并聯(lián)諧振角頻率1= , L1C1回路與

50、C2串聯(lián)后的串聯(lián)諧振角頻率2= , L1C1回路與C2并聯(lián)后的并聯(lián)諧振角頻率也是2。輸入調(diào)頻信號瞬時角頻率位于2與1之間。 考慮到V1、V2基極輸入電阻非常大, 故輸入調(diào)頻信號us在負(fù)載上產(chǎn)生的電壓u1的振幅U1m主要由電抗曲線X1+X2決定。 當(dāng)=2時, L1C1C2處于串聯(lián)諧振, 等效阻抗最小, 故U1m最??； 當(dāng)=1時, L1C1C2處于并聯(lián)諧振, 等效阻抗最大, 故U1m最大。 考慮到源電阻Rs很小, 故C2上電壓u2的振幅U2m主要由電抗曲線X1X2決定。當(dāng)=2時, L1C1C2處于并聯(lián)諧振, 故U2m最大；當(dāng)=1時, L1C1C2等效容抗很小, 故U2m很小。U1m、U2m隨變化的

51、曲線見圖7.4.5(a)。 調(diào)頻信號us經(jīng)L1C1C2網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換成兩個不同的調(diào)頻調(diào)幅信號u1和u2。 u1、u2分別從差分電路兩端輸入, 先經(jīng)V1、V2射隨, 然后經(jīng)V3、V4峰值檢波, V5、V6差分放大, 最后由V6集電極單端輸出解調(diào)信號uo。顯然, uo與調(diào)頻信號瞬時頻偏(t)之間滿足關(guān)系式 uo(t)=k(U1m-U2m)(t) 其中比例系數(shù)k是差分峰值鑒頻電路增益。由圖7.4.5(a)曲線可畫出k(U1m-U2m)曲線, 如圖7.4.5(b)所示，這就是鑒頻特性曲線。 可見, 此鑒頻特性線性性較好, 且鑒頻靈敏度比單個LC并聯(lián)回路有所提高。 在實(shí)際電路中, 通常固定C1和C2, 調(diào)整L

52、1, 得到所需的1和2。 2 雙失諧回路鑒頻器 圖7.4.6(a)所示雙失諧回路鑒頻器利用兩個失諧LC回路進(jìn)行頻幅轉(zhuǎn)換, 然后分別進(jìn)行二極管包絡(luò)檢波, 輸出是兩個檢波電壓的差值。 2 雙失諧回路鑒頻器 圖7.4.6(a)所示雙失諧回路鑒頻器利用兩個失諧LC回路進(jìn)行頻幅轉(zhuǎn)換, 然后分別進(jìn)行二極管包絡(luò)檢波, 輸出是兩個檢波電壓的差值。 圖中變壓器初級LC回路調(diào)諧于c，次級兩個LC回路分別調(diào)諧于1和2, 輸入調(diào)頻信號載頻c處于1與2的中點(diǎn), 如圖7.4.6(b)所示, 其中兩條虛線A1m()、A2m()分別是次級兩個LC回路的鑒頻特性曲線，實(shí)線Am()=A1m()-A2m()是兩個回路合成的鑒頻特性

53、曲線。這里已假定兩個檢波器參數(shù)相同。若檢波效率d=1，即忽略二極管壓降，則有 uo(t)=u1(t)-u2(t)=Am()(t)若1與2位置合適, 兩回路鑒頻特性曲線中的彎曲部分互相補(bǔ)償, 相減后的鑒頻特性不但線性好, 而且線性鑒頻范圍增大。 這種電路的主要缺點(diǎn)是調(diào)試比較困難, 因?yàn)樾枰{(diào)整三個LC回路的參數(shù)使之滿足要求。 7.4.4相位鑒頻電路 利用頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)相信號, 然后經(jīng)過鑒相器(相位檢波器)取出原調(diào)制信號, 這就是相位鑒頻電路的工作原理。 在相位鑒頻電路中, 目前越來越廣泛地采用集成化的雙差分正交移相式鑒頻器。由互感耦合回路和二極管平衡鑒相器組成的相位鑒頻器由于

54、調(diào)試?yán)щy, 不便于集成等原因, 現(xiàn)已逐步被淘汰。 雙差分正交移相式鑒頻電路由圖7.4.1(a)所示90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)和雙差分乘積鑒相器組成, 其中乘積鑒相原理已在第7.2節(jié)中討論過。圖7.4.7給出了其電路原理圖。 調(diào)頻信號經(jīng)V1射隨后, 一路是大信號u1從V7單端輸入, 另一路是小信號u4經(jīng)C1、L、C和R組成的90頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)后得到調(diào)頻調(diào)相信號u5, 再經(jīng)V2射隨后得到u2, 從V3、V6的基極雙端輸入, V4、 V5的基極是固定偏置。 設(shè)輸入單頻調(diào)頻信號 u1=U1cos (ct+kft0u(t)dt)由式(7.4.2)可得到: k為乘法器增益。 其中低頻分量為： uo= 假定低通濾波器增

55、益為1, 則uo就是輸出的解調(diào)信號。 若u1是很大信號, 使乘法器工作在開關(guān)狀態(tài), 則參照式(5.3.9), u3中將出現(xiàn)很多高次諧波分量, 但低頻分量仍與sin1成線性關(guān)系。 從以上分析可以看出, 產(chǎn)生一個與調(diào)頻信號有90固定相移的調(diào)頻調(diào)相信號的目的是使乘法器輸出的低頻分量與正弦函數(shù)成線性關(guān)系, 以便從中取出與瞬時角頻偏(t)成正比的電壓分量。 雙差分正交移相式鑒頻電路的優(yōu)點(diǎn)是易于集成, 外接元件少, 調(diào)試簡單, 鑒頻線性性好, 目前在通用或?qū)Ｓ描b頻集成電路里應(yīng)用非常廣泛。 通常固定C和C1, 且C1C, 只需調(diào)諧L即可。 第7.5節(jié)將要介紹的MC3361BFM解調(diào)電路和TA7680AP彩電

56、圖像、 伴音通道電路中都采用了這種電路。 7.4.5限幅電路在鑒頻中的作用 已調(diào)波信號在發(fā)送、傳輸和接收過程中, 不可避免地要受到各種干擾。 這些干擾會使已調(diào)波信號的振幅發(fā)生變化, 產(chǎn)生寄生調(diào)幅。 調(diào)幅信號上疊加的寄生調(diào)幅很難消除。由于調(diào)頻信號原本是等幅信號, 可以先用限幅電路把疊加的寄生調(diào)幅消除, 使其重新成為等幅信號，然后再進(jìn)行鑒頻。 調(diào)頻信號振幅上的寄生調(diào)幅對鑒頻有什么危害呢?若采用斜率鑒頻, 需要把調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻調(diào)幅信號, 顯然, 寄生調(diào)幅會疊加在調(diào)頻調(diào)幅信號的振幅上, 因此在檢波時會產(chǎn)生失真。 若采用相位鑒頻, 由式(7.4.5)可知, 僅在調(diào)頻信號振幅U1U2恒定的情況下, 鑒

57、頻后的信號uo才與原調(diào)制信號u成線性關(guān)系, 所以寄生調(diào)幅對U1U2的影響也會使uo產(chǎn)生失真。 用于調(diào)頻信號的限幅電路通常由三極管放大器或差分放大器后接帶通濾波器組成。 三極管放大器或差分放大器增益必須很大(通常采用多級放大), 將疏密程度不同的正弦調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成寬度不同的方波調(diào)頻信號； 帶通濾波器調(diào)諧于載頻, 帶寬與調(diào)頻信號帶寬相同, 于是可從寬度不同的方波信號中重新恢復(fù)等幅的調(diào)頻信號, 消除了寄生調(diào)幅的影響。 綜上所述, 消除調(diào)頻信號的寄生調(diào)幅是必須的, 也是很容易做到的。所以,限幅電路是鑒頻電路必不可少的輔助電路。 7.5 集成調(diào)頻、 鑒頻電路芯片介紹7.5.1MC2833調(diào)頻電路 Mot

58、orola公司生產(chǎn)的MC2831A和MC2833都是單片集成FM低功率發(fā)射器電路, 適用于無繩電話和其它調(diào)頻通信設(shè)備, 兩者差別不大。 現(xiàn)僅介紹MC2833的電路原理和應(yīng)用。 圖7.5.1是MC2833內(nèi)部結(jié)構(gòu)和由它組成的調(diào)頻發(fā)射機(jī)電路。 MC2833內(nèi)部包括話筒放大器、 射頻壓控振蕩器、 緩沖器、 兩個輔助晶體管放大器等幾個主要部分, 需要外接晶體、 LC選頻網(wǎng)絡(luò)以及少量電阻、 電容和電感。 MC2833內(nèi)部包括話筒放大器、射頻壓控振蕩器、緩沖器、 兩個輔助晶體管放大器等幾個主要部分, 需要外接晶體、 LC選頻網(wǎng)絡(luò)以及少量電阻、電容和電感。 MC2833的電源電壓范圍較寬, 為28 V90V

59、。當(dāng)電源電壓為40 V, 載頻為166 MHz時, 最大頻偏可達(dá)10kHz, 調(diào)制靈敏度可達(dá)15HzmV。輸出最大功率為10mW(50 負(fù)載)。 話筒產(chǎn)生的音頻信號從腳輸入, 經(jīng)放大后去控制可變電抗元件。可變電抗元件的直流偏壓由片內(nèi)參考電壓VREF經(jīng)電阻分壓后提供。由片內(nèi)振蕩電路、可變電抗元件、外接晶體和15、16腳兩個外接電容組成的晶振直接調(diào)頻電路(Pierce電路)產(chǎn)生載頻為165667MHz的調(diào)頻信號。 與晶體串聯(lián)的33F電感用于擴(kuò)展最大線性頻偏。緩沖器通過14腳外接三倍頻網(wǎng)絡(luò)將調(diào)頻信號載頻提高到497 MHz, 同時也將最大線性頻偏擴(kuò)展為原來的三倍, 然后從13腳返回片內(nèi), 經(jīng)兩級放大

60、后從腳輸出。 MC2833輸出的調(diào)頻信號可以直接用天線發(fā)射, 也可以接其它集成功放電路后再發(fā)射出去。 7.5.2 MC3361B FM解調(diào)電路 從80年代以來, Motorola公司陸續(xù)推出了FM中頻電路系列MC335733593361B33713372和FM接收電路系列MC33623363。 它們都采用二次混頻, 即將輸入調(diào)頻信號的載頻先降到107 MHz的第一中頻, 然后降到455 kHz的第二中頻, 再進(jìn)行鑒頻。不同在于FM中頻電路系列芯片比FM接收電路系列芯片缺少射頻放大和第一混頻電路, 而FM接收電路系列芯片則相當(dāng)于一個完整的單片接收機(jī)。兩個系列均采用雙差分正交移相式鑒頻方式。現(xiàn)僅介