逆變電源本科畢業(yè)設(shè)計(jì)論文

1、第1章緒論研究逆變電源的意義隨著各行各業(yè)控制技術(shù)的發(fā)展和對(duì)操作性能要求的提高，許多行業(yè)的用電設(shè)備都不是直 接用交流電網(wǎng)提供的交流電作為電能源，而是通過各種形式對(duì)其進(jìn)行變換，從而得到各自所需的電能形式。逆變就是對(duì)電能進(jìn)行變換和控制的一種基本形式，它完成將直流電變換成交流電的功能?，F(xiàn)代逆變技術(shù)是研究現(xiàn)代逆變電路的理論和應(yīng)用設(shè)計(jì)方法的學(xué)科，這門學(xué)科綜合了現(xiàn)代電力電子開關(guān)器件技術(shù)、現(xiàn)代功率變換技術(shù)、模擬和數(shù)字電子技術(shù)、PWM技術(shù)、開關(guān)電源技術(shù)和現(xiàn)代控制技術(shù)等多種實(shí)用設(shè)計(jì)技術(shù)，已被廣泛的用于工業(yè)和民用領(lǐng)域中的各種功率變換系統(tǒng)和裝置中。早期的變頻電源，只需要其輸出電壓、頻率可調(diào)即可，然而，今天的變頻電源除

2、這些要 求外，還必須環(huán)保無污染， 即綠色環(huán)保變頻電源。因而高性能的變頻電源必須滿足:(l)高的輸入功率因數(shù)，低的輸出阻抗 ；(2)快速的暫態(tài)響應(yīng)，穩(wěn)態(tài)精度高；(3)穩(wěn)定性高，效率高，可 靠性高；(4)低的電磁干擾;(5)智能化。由于傳統(tǒng)的變頻電源采用模擬控制技術(shù)，難以實(shí)現(xiàn)上述要求。因而，研究數(shù)字化控制技 術(shù)的綠色變頻電源技術(shù)，對(duì)當(dāng)今提出的“節(jié)能、高效、綠色、環(huán)保”工業(yè)口號(hào)的實(shí)現(xiàn)具有重 要意義。目前研究的現(xiàn)狀一般的電源跟負(fù)載相連，因而這里僅討論無源逆變技術(shù)。從相關(guān)文獻(xiàn)可知，目前對(duì)逆變 電源的研究主要集中在以下幾個(gè)方面：拓?fù)湫问?25611121520目前常用的逆變電路拓?fù)湫问街饕校撼Ｒ?guī)逆變電路

3、拓?fù)?，軟開關(guān)逆變電路拓?fù)洌嚯?平逆變電路拓?fù)涞取?常規(guī)逆變電路拓?fù)涑Ｒ?guī)逆變電路拓?fù)淇煞譃閱蜗喟霕?、單相橋式、三相橋式電路等，根?jù)直流側(cè)電源性質(zhì)，又可將其分為電壓源型逆變電路(VSTI)和電流源型逆變電路(CSTI)。單相逆變電路的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，使用器件少，常用于幾KW以下的小功率逆變電源。三相橋式逆變電源應(yīng)用較多。2軟開關(guān)逆變電路拓?fù)淠孀冸娫礊榈玫礁玫慕涣鬏敵霾ㄐ?，將?huì)提高全控型電力電子器件的開關(guān)頻率，同時(shí),開關(guān)損耗也會(huì)隨之增加，電路效率嚴(yán)重下降，電磁干擾也增大了， 所以簡(jiǎn)單的提高開關(guān)頻率 是不行的。針對(duì)這些問題出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)，它是以諧振為主的輔助換流手段，解決了電路中的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲

4、問題，使開關(guān)頻率可以大幅度提高。軟開關(guān)技術(shù)總的來說可以分為零電壓(ZVS)和零電流(ZCS)兩類，按照其出現(xiàn)的先后，可以將其分為準(zhǔn)諧振、 零開關(guān)PWM 和PWM三大類。每一類都包括拓?fù)浜捅姸嗟呐缮負(fù)洹? 三電平或多電平逆變電路拓?fù)涠嚯娖侥孀兤鞯乃枷胱钤缬扇毡綨abae于20世紀(jì)80年代初提出的。其基本原理是通過多個(gè)直流電平來合成逼近正弦輸出的階梯波電壓。其優(yōu)點(diǎn)是減小逆變器輸出諧波，降低了開關(guān)管電壓應(yīng)力。多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)種類較多，但是大致可分為：二極管鉗位型，飛跨電容性和 獨(dú)立直流電源級(jí)聯(lián)多電平這三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這三種多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)各有優(yōu)點(diǎn)，其中應(yīng)用最廣泛的是二極管鉗位型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。1.2.2

5、 調(diào)制形式1257141方波控制方波逆變器輸出的交流電壓波形為方波，占空比不可調(diào)。此類逆變器所使用的逆 變線路也不完全相同，但共同的特點(diǎn)是線路比較簡(jiǎn)單，使用的功率開關(guān)管數(shù)量很少。 這類逆變器還有調(diào)壓范圍不夠?qū)?，保護(hù)功能不夠完善，噪聲比較大等缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)功率 一般在百瓦至千瓦之間。SVPWM調(diào)制SVPWM （空間電壓矢量控制PWM）調(diào)制也叫磁通正弦PWM法，它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機(jī)氣隙的理想圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)軌跡為目的，用逆變器不同的開關(guān)模式所產(chǎn)生的實(shí)際磁通去逼近基準(zhǔn)圓磁通，由它們的比較結(jié)果決定逆變器的開關(guān)，形成PWM波形。此法從電動(dòng)機(jī)的角度出發(fā)，把逆變器和電機(jī)看作一個(gè)整體，以內(nèi)切多邊

6、形逼近圓的方式進(jìn)行控制，使電機(jī)獲得幅值恒定的圓形磁場(chǎng)（正弦磁通）。它提出主要是為解決電機(jī)變頻驅(qū)動(dòng)問題，現(xiàn)已被用到PWM逆變和PWM整流技術(shù)中。SPWM調(diào)制SPWM法就是用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。1.2.3控制策略與模擬控制相比，變頻電源采用全數(shù)字化控制具有一下優(yōu)勢(shì)： 溫度漂移小，抗干擾能力強(qiáng)，可靠性高，穩(wěn)定性好。數(shù)字式部件結(jié)構(gòu)牢固，體積小，重量輕，耗能少，易于標(biāo)準(zhǔn)化。 提高了信息存儲(chǔ)、監(jiān)控、診斷以

7、及分級(jí)控制的能力，使系統(tǒng)更趨于智能化，系統(tǒng) 維護(hù)方便。 控制策略靈活，可以方便實(shí)現(xiàn)許多復(fù)雜、智能的算法提高性能。但同時(shí)也出 現(xiàn)了如下問題：量化過程的誤差使系統(tǒng)性能有所下降，數(shù)字處理器采樣、計(jì)算延時(shí)帶來的變頻電源最大占空比受限問題等，這些問題使得數(shù)字控制在變頻電源性能提高的發(fā)揮中受到了151820212223242526阻礙。為了提高數(shù)字控制變頻電源的性能，國(guó)內(nèi)外學(xué)者大都致力數(shù)字控制方面的研究，提出 了大量卓有成效的數(shù)字控制方案（l） 單閉環(huán)PID控制早期的逆變控制器多為模擬 PID控制，單純采用輸出電壓的瞬時(shí)值反饋。采用模擬PID控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)，其動(dòng)態(tài)性能特別是非線性負(fù)載的時(shí)候，不能令人滿意。

8、對(duì)于要求較高的系統(tǒng)，還沒有做到滿足系統(tǒng)要求的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)精度。隨著 DSP的出現(xiàn)，逆變器的瞬時(shí)值 反饋數(shù)字PID控制成為可能。但是，數(shù)字PID控制不可避免地存在一些局限性。PID控制的精度取決于比例項(xiàng)和積分項(xiàng)，這兩項(xiàng)越大控制精度越高， 一方面逆變器空載時(shí)振蕩性很強(qiáng)，積分項(xiàng)易產(chǎn)生相位滯后，另一方面離散化系統(tǒng)的量化誤差也對(duì)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響，因此比例項(xiàng)和積分項(xiàng)不能取得太大。由于數(shù)字控制的采樣、計(jì)算延時(shí)的影響，引入了相位滯后，減小了 最大可得到的脈寬，結(jié)果勢(shì)必造成穩(wěn)態(tài)誤差大，輸出電壓波形畸變高。采用高速A/D和高速處理器以及提高開關(guān)頻率可以一定程度上改善數(shù)字PID控制的效果，但實(shí)現(xiàn)起來有一定困難。并且

9、 PID控制無法實(shí)現(xiàn)對(duì)正弦指令的無靜差跟蹤，逆變器系統(tǒng)實(shí)際上往往增設(shè)外環(huán) 均值反饋以保證系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度。(2)滯環(huán)控制滯環(huán)控制的基本思想是將給定信號(hào)與檢測(cè)的實(shí)際輸出信號(hào)相比較，根據(jù)誤差大小改變逆變器的開關(guān)狀態(tài)，這樣實(shí)際輸出圍繞給定波形作鋸齒狀變化，并將偏差限制在一定范圍內(nèi)。 這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)系統(tǒng)參數(shù)和負(fù)載變化不敏感，系統(tǒng)魯棒性好，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。但它也有明顯的缺陷：開關(guān)頻率不固定，運(yùn)行不規(guī)則，給濾波器的設(shè)at帶來困難；當(dāng)開關(guān)頻率過高時(shí) 功率開關(guān)器件發(fā)熱嚴(yán)重。針對(duì)其缺點(diǎn)，出現(xiàn)了恒頻滯環(huán)控制、自適應(yīng)滯環(huán)控制等多種方案， 其中有些需要精確的負(fù)載模型，有些為使輸出電壓THD低需要較高的開關(guān)頻率，有些

10、電路很復(fù)雜，因而實(shí)際中很少應(yīng)用。(3)狀態(tài)反饋控制一般認(rèn)為，從狀態(tài)空間的角度看， 單閉環(huán)控制系統(tǒng)性能不佳的原因是單純的輸出反饋沒 有充分利用系統(tǒng)的狀態(tài)信息，如果將輸出反饋改為狀態(tài)反饋可以改善控制效果。狀態(tài)反饋波形控制系統(tǒng)需要多個(gè)狀態(tài)變量反饋，但并不構(gòu)成分立的多環(huán)控制系統(tǒng)，而是在狀態(tài)空間上通過合理選擇反饋增益矩陣來改變對(duì)象的動(dòng)力學(xué)特性，以實(shí)現(xiàn)不同的控制效果。 采用狀態(tài)反饋可以任意配置閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)，從而改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)定性，這是狀態(tài)反饋控制的最大優(yōu)點(diǎn)。狀態(tài)反饋系數(shù)的確定大致有兩種方法：一種是根據(jù)系統(tǒng)要求給出期望閉環(huán)極點(diǎn)，推算狀態(tài)反饋增益矩陣；另一種是應(yīng)用最優(yōu)控制原理，使系統(tǒng)的階躍響應(yīng)接近理

11、想輸出，據(jù)此確定狀態(tài)反饋增益。(4)無差拍控制無差拍控制是一種基于微機(jī)實(shí)現(xiàn)的PWM方案，是數(shù)字控制特有的一種控制方案。它根據(jù)逆變器的狀態(tài)方程和輸出反饋信號(hào)來計(jì)算逆變器在下一個(gè)采樣周期的脈沖寬度，控制開關(guān)動(dòng)作使下一個(gè)采樣時(shí)刻的輸出準(zhǔn)確跟蹤參考指令。由負(fù)載擾動(dòng)引起的輸出電壓偏差可在一個(gè)采樣周期內(nèi)得到修正。無差拍控制有著非?？斓膭?dòng)態(tài)響應(yīng)，波形畸變率小，即使開關(guān)頻率不是很高，也能得到較好的輸出波形品質(zhì)。但是，無差拍控制的自身缺點(diǎn)也十分明顯：無差拍控制效果取決于模型估計(jì)的準(zhǔn)確程度，實(shí)際上無法對(duì)電路模型做出非常精確的估計(jì)，而且系統(tǒng)模型隨負(fù)載不同而變化，系統(tǒng)魯棒性不強(qiáng)；其次，無差拍控制極快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)即是其優(yōu)

12、勢(shì)，又導(dǎo)致了其不足，為了在一個(gè)采樣周期內(nèi)消除誤差控制器瞬態(tài)調(diào)節(jié)量較大，一旦系統(tǒng)模型不準(zhǔn)，很容易使系統(tǒng)輸出振蕩，不利于逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行。(5) 重復(fù)控制重復(fù)控制的基本思想源于控制理論中的內(nèi)模原理，內(nèi)模原理是把作用于系統(tǒng)的外部信號(hào)的動(dòng)力學(xué)模型植入控制器以構(gòu)成高精度的反饋控制系統(tǒng)。由內(nèi)模原理可知，除非針對(duì)每一種指令或擾動(dòng)信號(hào)均設(shè)置一個(gè)正弦函數(shù)內(nèi)模，否則無法實(shí)現(xiàn)無靜差， 重復(fù)控制利用“重復(fù)信號(hào)發(fā)生器”內(nèi)模巧妙地解決了這一問題。重復(fù)控制采用數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)。逆變器重復(fù)控制的目的是為了克服死區(qū)、非線性負(fù)載引起的輸出波形周期性畸變。其基本思想是假定前一基波周期中出現(xiàn)的畸變將在下一基波周期的同一時(shí)間重復(fù)出現(xiàn)，控制

13、器根據(jù)每個(gè)開關(guān)周期給定與反饋信號(hào)的誤差來確定所需的校正信號(hào)，然后在下一基波周期同一時(shí)間將此信號(hào)疊加在原控制信號(hào)上，以消除以后各周期中將出現(xiàn)的重復(fù)性電變。重復(fù)控制能使逆變器獲得低THD的穩(wěn)態(tài)輸出波形。但其主要弱點(diǎn)是動(dòng)態(tài)性能差，干擾出現(xiàn)后的一個(gè)參考周期內(nèi)，系統(tǒng)對(duì)干擾不產(chǎn)生任何調(diào)節(jié)作用，這一周期系統(tǒng)近乎處于開環(huán)控制狀態(tài)，消除干擾對(duì)輸出的影響至少要一個(gè)參考周期。此提出了自適應(yīng)重復(fù)控制、伺服控制器和重復(fù)控制器組成的復(fù)合控制、狀態(tài)反饋控制與重復(fù)控制組成的雙環(huán)控制等多種方案改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性。(6)滑模變結(jié)構(gòu)控制滑模變結(jié)構(gòu)控制最大的優(yōu)勢(shì)是對(duì)參數(shù)變動(dòng)和外部擾動(dòng)不敏感，系統(tǒng)的魯棒性特別強(qiáng)。早期逆變器采用模擬控制

14、實(shí)現(xiàn)滑模變結(jié)構(gòu)控制，存在電路復(fù)雜、控制功能有限的弱點(diǎn)。 基于微處理器的滑模變結(jié)構(gòu)控制完全不同于常規(guī)的連續(xù)滑?？刂评碚?，需要離散滑?？刂萍夹g(shù)， 有些文獻(xiàn)引入前饋改善離散滑?？刂频姆€(wěn)態(tài)性能，有些通過自矯正措施改善負(fù)載擾動(dòng)的影響。但是滑?？刂拼嬖诶硐牖Ｇ袚Q面難以選取、控制效果受采樣率的影響等弱點(diǎn)，它還存在高頻抖動(dòng)現(xiàn)象且設(shè)計(jì)中需知道系統(tǒng)不確定性參數(shù)和擾動(dòng)的界限，抖動(dòng)使系統(tǒng)無法精確定位，測(cè)定系統(tǒng)不確定參數(shù)和擾動(dòng)的界限則影響了系統(tǒng)魯棒性進(jìn)一步發(fā)揮。1.3變頻電源技術(shù)研究的發(fā)展趨勢(shì)在電力電子技術(shù)的應(yīng)用及各種電源系統(tǒng)中，變頻電源技術(shù)均處于核心地位。近年來，現(xiàn) 代變頻電源技術(shù)發(fā)展主要表現(xiàn)出以下幾種趨勢(shì)：(1)

15、高頻化提高變頻電源的開關(guān)頻率，可以有效地減小裝置的體積和重量，為了進(jìn)一步減小裝置的 體積和重量，去掉笨重的工頻隔離變壓器，采用高頻隔離，并可消除變壓器和電感的音頻噪聲，同時(shí)改善了輸出電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。(2)高性能化高性能主要指輸出電壓特性的高性能，它主要體現(xiàn)在以下幾個(gè)方面：穩(wěn)壓性能好，空載及負(fù)載時(shí)輸出電壓有效值要穩(wěn)定；波形質(zhì)量高，不但要求空載時(shí)的波形好，帶載時(shí)波形也好， 對(duì)非線性負(fù)載性要強(qiáng)；突加或突減負(fù)載時(shí)輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)特性好；電壓調(diào)制量??；輸出電壓的頻率穩(wěn)定性好；對(duì)于共相電源，帶不平衡負(fù)載時(shí)相電壓失衡小。(3)模塊化當(dāng)今逆變電源的發(fā)展趨向是大功率化和高可靠性.雖然現(xiàn)在已經(jīng)能生產(chǎn)幾千 K

16、VA的大型逆變電源，完全可以滿足大功率要求的場(chǎng)合。但是，這樣整個(gè)系統(tǒng)的可靠性完全由單臺(tái)電源決定，無論如何可靠性也不可能達(dá)到很高。為了提高系統(tǒng)的可靠性，就必須實(shí)現(xiàn)模塊化，模 塊化意味著用戶可以方便地將小容量的模塊化電源任意組合，構(gòu)成一個(gè)較大容量的變頻電 源。模塊化需要解決逆變電源之間的并聯(lián)問題，變頻電源的并聯(lián)要比直流電源的并聯(lián)復(fù)雜， 它面臨著負(fù)荷分配、環(huán)流補(bǔ)償、通斷控制等多方面的問題。數(shù)字化現(xiàn)在數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)日趨完善成熟，顯示出越來越多的優(yōu)點(diǎn)：便于計(jì)算機(jī)處理控制、 避免模擬信號(hào)的畸變失真、提高系統(tǒng)抗干擾能力、便于軟件包調(diào)試和遙感遙測(cè)遙調(diào)、也便于自診斷，容錯(cuò)等技術(shù)的植入，同時(shí)也為電源的并聯(lián)技術(shù)發(fā)

17、展提供了方便。綠色化綠色電源的含義有兩層：首先是顯著節(jié)電，這意味著發(fā)電容量的節(jié)約， 而發(fā)電是造成環(huán)境 污染的重要原因。為了使電源系統(tǒng)綠色化，電源應(yīng)加裝高效濾波器，還應(yīng)在電網(wǎng)輸入端采用功率因數(shù)校正技術(shù)和軟開關(guān)技術(shù)。提高輸入功率因數(shù)具有重要意義，不僅可以減少對(duì)電網(wǎng)的污染，降低市電的無功損耗，起到環(huán)保和節(jié)能的效果，而且還能減少相應(yīng)的投資，提高運(yùn)行 可靠性。提高功率因數(shù)的傳統(tǒng)方法是采用無源功率因數(shù)校正技術(shù)，目前較先進(jìn)的方法是：?jiǎn)蜗噍斎氲牟捎糜性垂β室驍?shù)校正技術(shù)，三相輸入的采用SPWM高頻整流提高功率因數(shù)。今后電源技術(shù)將朝著高效率、高功率因數(shù)和高可靠性方向發(fā)展，并不斷實(shí)現(xiàn)低諧波污染、低環(huán)境污染、低電磁干

18、擾和小型化、輕量化。從而為今后的綠色電源產(chǎn)品和設(shè)備的發(fā)展提供強(qiáng)有 力的技術(shù)保證，這也將是現(xiàn)代電源發(fā)展的必然結(jié)果。變頻電源數(shù)字化發(fā)展存在的難點(diǎn)數(shù)字化是變頻電源發(fā)展的主要方向，但還是需要解決一下難題：(l)變頻電源輸出要跟蹤的是一個(gè)按正弦規(guī)律變化的給定信號(hào)，它不同于一般的開關(guān)電源的常值控制。在閉環(huán)控制下，給定信號(hào)與反饋信號(hào)的時(shí)間差就體現(xiàn)為明顯的相位差，這種相位差與負(fù)載是相關(guān)的，這就給控制器的設(shè)計(jì)帶來了困難。(2)變頻電源輸出濾波器對(duì)系統(tǒng)的模型影響很大，輸入電壓的波動(dòng)幅值和負(fù)載的性質(zhì)， 大小的變化范圍往往比較大，這些都增加了控制對(duì)象的復(fù)雜性，使得控制對(duì)象模型的高階性、 不確定性、非線性顯著增加。(3

19、)變頻電源電力電子變換裝置是一個(gè)離散的、耦合的、非線性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)1256 o要滿足負(fù)載對(duì)電源的靜態(tài)指標(biāo)和動(dòng)態(tài)指標(biāo)要求，一般地將電力電子變換裝置設(shè)計(jì)成一個(gè)閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)4。工程技術(shù)人員對(duì)線性系統(tǒng)的校正與綜合比較熟悉，對(duì)這樣的系統(tǒng)控制有些力不從心。因此，如果能建立系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，特別是從控制到輸出之間的傳遞函數(shù)，則有 助于工程技術(shù)人員的設(shè)計(jì)和系統(tǒng)分析，減少盲目選擇參數(shù)的調(diào)試時(shí)間，解決本質(zhì)非線性系統(tǒng)的線性控制問題。本文研究的內(nèi)容針對(duì)變頻電源存在的難點(diǎn)， 本文以三相電壓型 PWM逆變器為例，采用SPWM調(diào)制法, 建立了從調(diào)制器輸入到逆變器輸出的傳遞函數(shù)。分析了此系統(tǒng)的特點(diǎn)， 根據(jù)系統(tǒng)模型中含有二階振

20、蕩環(huán)節(jié)，提出應(yīng)用滯后 -超前補(bǔ)償對(duì)系統(tǒng)校正較為合理。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了數(shù)學(xué)模型和 控制策略的合理性，解決了這類本質(zhì)非線性系統(tǒng)的線性控制問題。本文研究的內(nèi)容主要如下：第1章主要介紹了變頻電源技術(shù)現(xiàn)狀、發(fā)展趨勢(shì)和存在的難點(diǎn)，指出論文的研究?jī)?nèi)容。第2章根據(jù)逆變器的工作原理，對(duì)逆變器進(jìn)行建模分析。第3章根據(jù)建立的數(shù)學(xué)模型，確定控制方案，給出了控制器設(shè)計(jì)方法。并以高速數(shù)字處 理器DSP2812作為控制器，編寫了程序。第4章根據(jù)系統(tǒng)原理，組建自動(dòng)控制系統(tǒng)， 完成實(shí)驗(yàn)調(diào)試，驗(yàn)證了數(shù)字模型和控制策略 的合理性。第2章SPWM工作原理及建模SPWM工作原理對(duì)于電壓型逆變器來說需要解決的一個(gè)關(guān)鍵問題是如何根據(jù)給定的參

21、考量發(fā)出PWM開關(guān)信號(hào)。三種調(diào)制方式中，方波控制存在占空比不可調(diào)，調(diào)壓范圍不夠?qū)?，保護(hù)功能 不夠完善，噪聲比較大等缺點(diǎn)，應(yīng)用較少；SVPWM 調(diào)制主要用于電動(dòng)機(jī)調(diào)速；SPWM(Sinusoidal PWM )法是一種使用較廣泛的PWM法，本文就以其為調(diào)制方法，進(jìn)行逆變器的分析和研究。SPWM 控制的基本原理在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的 輸出響應(yīng)波形基本相同。即當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)上時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接

22、近，僅在高頻段略有差異。上 述原理可以稱之為面積等效原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。把圖2-1a的正弦半波分成 N等份，就可以把正弦半波看成是由N個(gè)彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于冗/N,但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線， 而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積(沖量)相等，就得到圖2-1b所示的脈沖序列，這就是PWM波形。可以看出各脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦波規(guī)律變化的。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對(duì)于正

23、弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱SPWM (Sinusoidal PWM )波形。要改變等效輸出的正弦波的幅值時(shí)，只要按照同一比例系數(shù)改變上述各脈沖的寬度即可。U圖2-1 用PWM波代替正弦半波PWM波的生成方法SPWM波的控制分為計(jì)算法和調(diào)制法。計(jì)算法是給出了逆變電路的正弦波輸出頻率、幅值和半個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)，SPWM波形中各脈沖的寬度和時(shí)間間隔可以準(zhǔn)確計(jì)算出來。按照計(jì)算的結(jié)果控制逆變電路中各個(gè)開關(guān)器件的通斷，以便得到所需要的 PWM波。調(diào)制法是把希望輸出的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過信號(hào)波的調(diào)

24、制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，其中等腰三角波應(yīng)用最多。因 為等腰三角波上任一點(diǎn)的水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱，當(dāng)它與任何一個(gè)平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交時(shí)，如果在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)電路中開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，就可以得到寬度正比于信號(hào)波幅值的脈沖，這正好符合PWM控制的要求。在調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是SPWM波形。在實(shí)際應(yīng)用中可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電 路，用比較器來確定它們的交點(diǎn)，在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)功率開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，就可以生成SPWM波形。由于計(jì)算法較繁瑣，計(jì)算量大，較少使用。而模擬電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜， 難以實(shí)現(xiàn)精確的控制。 因此，目前

25、SPWM波形的生成和控制多用微機(jī)來實(shí)現(xiàn)。下面介紹幾種常用的用軟件生成 SPWM波形的算法，并分析它們的特點(diǎn) 171014 01自然采樣法在正弦波和三角波的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制功率開關(guān)器件的通斷，稱為自然采樣法。正弦波在不同相位角時(shí)值不同，因而與三角波相交所得到的脈沖寬度不同?？芍@種算法計(jì)算量比較大，需花費(fèi)較多的時(shí)間，因而難以在微處理器中實(shí)現(xiàn)。2規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法分為對(duì)稱規(guī)則采樣法和不對(duì)稱規(guī)則采樣法，下面簡(jiǎn)述之。(1)對(duì)稱規(guī)則采樣法對(duì)稱規(guī)則采樣法是以每個(gè)三角波的對(duì)稱軸(頂點(diǎn)對(duì)稱軸或低點(diǎn)對(duì)稱軸)所對(duì)應(yīng)的時(shí)間作為采樣時(shí)刻，過三角波的對(duì)稱軸與正弦波的交點(diǎn)，做平行t軸的平行線，該平行線與三角波的兩個(gè)腰的

26、交點(diǎn)作為 SPWM波“開”和“關(guān)”的時(shí)刻，如圖 2-2所示。因?yàn)檫@兩個(gè)交點(diǎn)是 對(duì)稱的，所以稱為規(guī)則采樣法。這種方法實(shí)際上是用一個(gè)階梯波去逼近正弦波。由于在每個(gè)三角波周期中只采樣一次，因此是計(jì)算得到簡(jiǎn)化。下面推導(dǎo)其數(shù)學(xué)模型，由圖2-2可得：t_a TOC o 1-5 h z toff1a4 卜(2-1)t -Ic.a ton1a4由三角形相似關(guān)系式可得： HYPERLINK l bookmark13 o Current Document TC、toff1 =1(1 -M sin 七)4(2-2)TCton1 =上(1 M sin t1)4其中M為調(diào)制度，是正弦波峰值與三角波峰值的比值。生成的SP

27、WM波的脈寬為,Tc ,(2-3)ton =2t0n1 = 一 (1 M SIA ti)2令三角波頻率fc與正弦波頻率fr之比為載波比N,因此有N fr1TCf(2-4)tkTck=0,1,2,N,-1(2-5)式中，k為采樣序號(hào)。所以有(2-6 )當(dāng)參數(shù)Tc、M、N已知后，就可根據(jù)式(2-6)實(shí)時(shí)計(jì)算出 SPWM波的脈寬時(shí)間。圖2-2對(duì)稱規(guī)則采樣法生成 SPWM波(2)不對(duì)稱規(guī)則采樣法對(duì)稱規(guī)則采樣法的數(shù)學(xué)模型非常簡(jiǎn)單，但是由于每個(gè)載波周期只采樣一次，因此所形成的階梯波，與正弦波的逼近程度仍存在較大誤差。如果既在三角波的頂點(diǎn)對(duì)稱軸位置采樣，又在三角波的底點(diǎn)對(duì)稱軸位置采樣，也就是每個(gè)載波周期采樣

28、兩次，這樣所形成的階梯波與正弦波的逼近程度會(huì)大大提高。不對(duì)稱規(guī)則采樣法生成SPWM波如圖2-3所示。由于這種采樣所形成的階梯波與三角波的交點(diǎn)并不對(duì)稱，因此稱其為不對(duì)稱規(guī)則采樣法。圖2-3 不對(duì)稱規(guī)則采樣法生成 SPWM波由圖2-3可得，當(dāng)在三角波的頂點(diǎn)對(duì)稱軸位置t1時(shí)刻采樣時(shí)，則有t _Tc toffla(2-7)4+_ Tctonl - a4當(dāng)在三角波的底點(diǎn)對(duì)稱軸位置t2時(shí)刻采樣時(shí)，則有t.五btoff2- .b(2-8)T4ton2b4由三角形相似關(guān)系式得：to用=：(1-M sinMJ 4如1 =：(1 + Msin6ti)(24 .ton2=4(1+Msint2)4toff2 =TC(

29、1-M sin6t2)4，生成的SPWM波脈寬為(sint|sin t2)(2-10)ton 二toniton2 = TC 1 M2 IL 2由于每個(gè)載波周期采樣兩次，所以有(2-11)TC二 ktoni 1 M sin - TOC o 1-5 h z HYPERLINK l bookmark7 o Current Document 4NT. kton2 = 1 M sin 一 HYPERLINK l bookmark23 o Current Document 4N(k =0,2,4, 2N -2)(k =1,3,5; 2N -1) J式中，k為偶數(shù)時(shí)代表頂點(diǎn)采樣，為奇數(shù)時(shí)代表底點(diǎn)采樣。2.1

30、.3 同步調(diào)制和異步調(diào)制在SPWM逆變器中，載波頻率 fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比N= fc/ fr ,稱為載波比。根據(jù) 載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，SPWM逆變器調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。1異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式即為異步調(diào)制。通常保持載波頻率fc固定不變，當(dāng)調(diào)制信號(hào)頻率fr變化時(shí)，載波比N是變化的。當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較 多，脈沖不對(duì)稱產(chǎn)生的不利影響都較小，當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大，還會(huì)出現(xiàn)脈沖的跳動(dòng)。同時(shí)，輸出波形和正弦波之間的差 異也變大，電路輸出特性變壞。對(duì)于三相逆變器來說，三相輸出的對(duì)

31、稱性也變差。因此，在 采用異步調(diào)制方式時(shí)，希望盡量提高載波頻率，以使在調(diào)制信號(hào)頻率較高時(shí)仍能保持較大的 載波比，從而改善輸出特性。2同步調(diào)制載波比N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。在同步調(diào)制方式中，fr變化時(shí)N不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。在三相 SPWM逆 變電路中通常共用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱。3分段同步調(diào)制為了克服上述缺點(diǎn)，通常采用分段同步調(diào)制的方法，即把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持 N恒定，不同頻段N不同。在fr高的頻段采用較低的 N,使載波頻率不致 過高；在fr低的頻段采用較高的 N,使載波頻率不致過低；

32、為防止fc在切換點(diǎn)附近來回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)。可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方 式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式， 這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來， 和分段同步方式效果接 近。2.2三相電壓型PWM逆變器的建模分析要滿足負(fù)載對(duì)電源的靜態(tài)指標(biāo)和動(dòng)態(tài)指標(biāo)要求,般地將電力電子變換裝置設(shè)計(jì)成一個(gè)閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)。 工程技術(shù)人員對(duì)線性系統(tǒng)的校正與綜合比較熟悉，對(duì)這樣的系統(tǒng)控制有些力不從心。因此，如果能建立系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，特別是從控制到輸出之間的傳遞函數(shù)，則 有助于工程技術(shù)人員的設(shè)計(jì)和系統(tǒng)分析，減少盲目選擇參數(shù)的調(diào)試時(shí)間，解決本質(zhì)非線性系統(tǒng)的線性控制問題。 本文

33、以三相電壓型 PWM逆變器為研究對(duì)象， 利用狀態(tài)空間平均法對(duì)其 進(jìn)行建本II研究17。一般地，三相電壓型 PWM逆變器的拓?fù)淙鐖D2-4所示。其中Lf、Cf為濾波電感和電 容，R、L為感性負(fù)載電阻、電感。建模時(shí)作如下假設(shè)：開關(guān)皆為理想開關(guān)，忽略開關(guān)的死區(qū)時(shí)間，忽略濾波電感、電容的內(nèi)阻。如果負(fù)載是Y接法，可通過 Y-轉(zhuǎn)換。為保證不造成電壓源或電容的短路、電流源或電感的開路，任一瞬時(shí)每相中只有一個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通，因此滿足以下約束關(guān)系式：Sip+ Sin =1，i Wa,b,c)(2-12 )定義一個(gè)開關(guān)函數(shù) Si , i wa, b, c)當(dāng)Si =1 ,表示與p相連，當(dāng)Si = 0,表示與n相連。

34、依據(jù)六個(gè)開關(guān)的八種斗態(tài)，可得到表1的關(guān)系。11圖2-4三相電壓型PWM逆變器電路拓?fù)?表1直流側(cè)、交流側(cè)電量與開關(guān)函數(shù)之間的關(guān)系Sa&ScSa -SbSb-ScSc -Saidcuabubcuca0000000000111000ia F+ic0000010-11ic0-Udcudc010-110ib-Udcudc0011-101ib +i c-Udc0udc10010-1iaUdc0-Udc1011-10ia+i cUdc-Udc011001-1ia+ib0Udc-Udc由上表中可得以下關(guān)系:uab Iubc = 一 Uca _Sa - sb Isb Sc udc _ sc _ Sa _式中S

35、ab=Saa，Sbc=Sb-ScSca=ScSa為線開關(guān)狀態(tài)。依據(jù)基爾霍夫電流定理有：ia = iAB 一 iCA , ib = iBC 一 iAB , ic = iCA 一 iBC 由三相對(duì)稱性知：ia + ib +i c = 0 , iAB +iBC +i CA = 0。定義虛擬線電流iab, ibc, ica為：ih=i - i L = ihi i = i - iiab a b bc b c ca c a依據(jù)式(2-14)和三相對(duì)稱性可得：iab 二ia - ib 二 iAB - iCA 一 iBC iAB 3iAB 同理有：ibc = 3iBC , ica = 3iCA由表1可以寫出下

36、式：idcia1=Sa Sb Sc i bJcj綜合上式可得:1。idcJ Sab Sbc3Scacaab1 bcJ ca J由圖2-4列寫基爾霍夫電壓定理方程有:Uab IUbcuca _dt,dib 1一 LfdtI diabLf定義矢量Lf-Lfdibdtdicdt,dic一 L f dt一 LfdtUab IUbcJcAdtUab ILfdt.Lf 出 jUbcJcA(2-13)(2-14)(2-15)(2-16)(2-17)(2-18)(2-19)(2-20)Ui-iuabUABab Iu bcucaUL-L 二UBCUCA -1-1bcca-a!Ib ic J(2-21 )由式（2

37、-16）和基爾霍夫電流定理可得:i .3i 一iab - 31AB -3cT 3A,diA Uab = L , 出Ra(2-22 )由式(2-13)、式(2-21 )和（2-22 ）可以得到:dil-l 1dtLTudcLfUl-ldUL-Ldt3Cfi-iCf(2-23)di phdtidc1=uL-L1 3Tli i-i3R.L i ph由于式（2-23）中均為不連續(xù)的開關(guān)函數(shù)，且存在因此此系統(tǒng)為離散的、非線性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，要將其變換為連續(xù)的系統(tǒng)，引入開關(guān)周期平均算子, ：x（t）；Ts 屋Tsx（ ）d.對(duì)式（2-23）求開關(guān)周期平均后，得到TS為開關(guān)周期。(2-24)Ws 1,1丁 二匚

38、WU L-L.、sd U L-L Ts 13Cfi1-1 .TsCfi ph：Ts(2-25)d i phdt空=(UL-Lts 卜 Gts(dc)Ts=1 1-13當(dāng)開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電路中電量的變化頻率時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感電流和直流側(cè)電壓這些連續(xù)量變化較小，于是有如下近似關(guān)系(2-26)因?yàn)?、b .；Ts 二 Tst Tssab( )dK -da -db(2-27 )定義線間占空比-dabladj式（2-25 ）變?yōu)閐tdtd：.iphdtd i-idbcdb- dc(2-28)jdca J jd11dl-l udc. Ts ；UL-L tsLfL f3Cfi l-l . TsCf(2-2

39、9)1s =( (U L-L s-L 卜 ph%.idc.，s = dlT il-l .s3上式中存在乘積項(xiàng)，系統(tǒng)仍為非線性的。這里用擾動(dòng)法求解小信號(hào)動(dòng)態(tài)模型，令 il-l )Ts - 1 l-l +il-l ,(Udc)Ts =Udc+UdcUL-L Ts = U l-LuL-L ,di-i =D i-i dMi ph：Ts _ 1 ph i ph(2-30)這里 1 l-l ,U dc, Ul-l , Di-i , I ph 為穩(wěn)態(tài)值，ii-i ： udc，uL-L，dl-l ,i；h為小信號(hào)擾動(dòng)量。將式 pl I（2-30）代入式（2-29）,消去穩(wěn)態(tài)值和忽略二階無窮小量，可得d ii-

40、i 1dtLf1Di-i Udc ULfdc dl-lLfUl-ld Ul-ldt3Cfil-lCfPh(2-31)d i phdt1( Ul-lidcA A1 T3.1 L-LRL i ph1 DT3 i-iii-i對(duì)上式拉氏變換得到Ul-l(Ls+ R) D i-iUdc(s)d|-i (s)=0_3_23LfCfLs 3LfCfRs (3Lf + L)s+ R(2-32)Ul-l (s)di- (s)udc(s)=O(Ls+ R)Udc3LfCf Ls3 3LfCfRs2 (3Lf + L)s+ R若采用雙極性SPWM調(diào)制方法，調(diào)制示意圖如圖2-5所示。Vm=Kmsm(jot)圖2-5

41、SPWM調(diào)制示意圖其中Vm為參考正弦波信號(hào)，其中 Vtri為三角載波峰值，由圖 2-5可得到，=2。+)3Vmsin( t -1200)Vtriij+V)1 Vmab dab =2 Vtri1 vmbc2 vT1 Vmca2 Vtri(2-33)定義線參考調(diào)制信號(hào)矢量Vmabvml-lVmbc(2-34)mca將式（2-34）和（2-33）代入式（2-32）中，得到從調(diào)制器輸入到逆變器輸出的傳遞函數(shù)為Ul-l (S)(Ls+ R)U dcVml-l (S)udc(s)=0 3LfCfLs3+3LfRs2+(3Lf+ L)s+ R 2%(2-35)2.3模型的仿真驗(yàn)證如果模型是合理的，那么在相同

42、電路參數(shù)條件下，元件電路模型和傳遞函數(shù)模型對(duì)相同的輸入必會(huì)有相同或相近的輸出。卜面用 PSIM仿真軟件對(duì)模型進(jìn)行驗(yàn)證。仿真模型如圖2-6所示。仿真參數(shù)為：udc = 400V , 開關(guān)頻率fC = 3kHz ,調(diào)制比仿真參數(shù)為：udc = 400V , 開關(guān)頻率fC = 3kHz ,調(diào)制比Lf = 5mH , Cf = 5uF, R= 100c , L= 1mH , Vtri = 1V,m = 0.7 ,調(diào)制波頻率fr = 250Hz。仿真結(jié)果為圖2.7。Lf = 5mH , Cf = 5uF, R= 100夏,L= 1mH , Vtri = 1V,m = 0.30 ,調(diào)制波頻率fr = 30

43、Hz 。仿真結(jié)果為圖2.8 。其中UAB1、UBC1、UCA1為元件電路模型仿真線電壓輸出波形,UAB2、UBC2、UCA2為傳遞函數(shù)模型仿真線電壓輸出波形，仿真結(jié)果很相近，說明此方法建立的數(shù)學(xué)模 型具有一定的合理性。元件電路模型 gl：飛 .尸 1 二 3 一二 1; ,Ude1/YY_,I-2D0,D0-40D.0QJOO. 00200.00.00-200. 圖2-6元件電路和傳遞函數(shù)仿真模型圖JOO 00200.000.00UB1UCA1UAB2UCA2-40D.0DQUO5.0010.00I ime (ms)15.00圖2-7模型仿真輸出波形圖（調(diào)制比 m = 0.70 ,調(diào)制波頻率f

44、r = 250Hz）150.00ioo.msa.aao.oo-50.00-100.00-150 00-200.00BlUCAHUCA2150.00100.0050.000 00-50.00100 00-isa.aa =200.M0.0250.05D.0760.1260.00Time (s)圖2-8 模型仿真輸出波形圖（調(diào)制比 m = 0.30 ,調(diào)制波頻率fr = 30Hz ）第3章控制策略反饋控制系統(tǒng)的必要性自動(dòng)控制系統(tǒng)從控制的基本方式看，可分為開環(huán)控制、 反饋控制和復(fù)合控制。 開環(huán)控制方式雖簡(jiǎn)單，但其輸出量不能按照給定輸入量所對(duì)應(yīng)的希望值或狀態(tài)運(yùn)行，無法抵抗系統(tǒng)干擾；反饋控制方式是按偏差進(jìn)

45、行控制的，無論什么原因使被控量偏離期望值而出現(xiàn)偏差時(shí)， 必定會(huì)產(chǎn)生一個(gè)相應(yīng)的控制作用去減小或消除這個(gè)偏差，使被控量與期望值趨于一致。反饋控制方式組成的反饋控制系統(tǒng)，具有抑制任何內(nèi)、 外擾動(dòng)對(duì)被控量產(chǎn)生影響的能力，有較高的控制精度；復(fù)合控制方式是開環(huán)和閉環(huán)相結(jié)合的一種控制方式，但它只適用于擾動(dòng)是可測(cè)量的場(chǎng)合，而且一個(gè)補(bǔ)償裝置只能補(bǔ)償一種擾動(dòng)因素對(duì)其余擾動(dòng)均不起補(bǔ)償作用。因此，比較合理的一種控制方式是把按偏差控制與擾動(dòng)控制結(jié)合起來，對(duì)于主要擾動(dòng)采用適當(dāng)補(bǔ)償裝置實(shí)現(xiàn)按擾動(dòng)控制，同時(shí)再組成反饋控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)按偏差控制，以消除其余擾動(dòng)產(chǎn)生的偏差。這樣，系統(tǒng)的主要擾動(dòng)以被補(bǔ)償。高性能的逆變電源輸出電壓應(yīng)具備

46、以下特點(diǎn)：穩(wěn)壓性能好，空載及負(fù)載時(shí)輸出電壓有效值要穩(wěn)定；波形質(zhì)量高，不但要求空載時(shí)的波形好， 帶載時(shí)波形也好，對(duì)非線性負(fù)載性要強(qiáng)； 突加或突減負(fù)載時(shí)輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)特性好；電壓調(diào)制量?。惠敵鲭妷旱念l率穩(wěn)定性好； 對(duì)于共相電源，帶不平衡負(fù)載時(shí)相電壓失衡小。因此在設(shè)計(jì)逆變電源時(shí)應(yīng)將系統(tǒng)設(shè)計(jì)成閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)。反饋閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)的組成49閉環(huán)控制是指系統(tǒng)輸出端與輸入端之間存在反饋回路，系統(tǒng)的輸出量直接或間接地參與了系統(tǒng)的控制作用。其閉環(huán)控制系統(tǒng)一般框圖為圖3-1 , 一般均由給定環(huán)節(jié)、控制器、被控對(duì)象、檢測(cè)裝置等基本環(huán)節(jié)組成。圖3-1閉環(huán)系統(tǒng)框圖按照自動(dòng)控制原理的相關(guān)知識(shí)，如果知道了系統(tǒng)的被控對(duì)

47、象和檢測(cè)反饋環(huán)節(jié)的數(shù)學(xué)模 型，再依據(jù)對(duì)系統(tǒng)提出的性能指標(biāo)，可用軌跡法和頻率法對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行校正，以確定出補(bǔ)償裝置的類型和結(jié)構(gòu)。在第二章已經(jīng)建立了三相電壓型PWM逆變器的數(shù)學(xué)模型，檢測(cè)裝置為小時(shí)間常數(shù)的一階慣性環(huán)節(jié)，下來就是確定控制規(guī)律算法對(duì)逆變輸出電壓波形進(jìn)行校正，使校正后的系統(tǒng)滿足變頻電源的各項(xiàng)性能指標(biāo)。三相電壓型PWM逆變器系統(tǒng)的性質(zhì)從第二章的分析知，三相電壓型PWM逆變器系統(tǒng)是一個(gè)離散的、耦合的、非線性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，系統(tǒng)屬于多輸入多輸出的程序控制系統(tǒng)，且系統(tǒng)模型中含有二階振蕩環(huán)節(jié)，利用自動(dòng)控制原理的經(jīng)典控制理論，對(duì)其進(jìn)行校正和綜合，屬于本質(zhì)非線性系統(tǒng)的線性控制問題。控制器設(shè)計(jì)從調(diào)制器輸入到逆變

48、器輸出的傳遞函數(shù)為系統(tǒng)的校正與綜合提供了設(shè)計(jì)基礎(chǔ)，將實(shí)際的電路參數(shù)代入傳遞函數(shù)后，此系統(tǒng)的線性小信號(hào)模型含有二階振蕩環(huán)節(jié)。工程上在校正系統(tǒng)時(shí)采用的有：超前校正、滯后校正和滯后-超前校正。超前校正是相位超前校正調(diào)節(jié)，其電路本質(zhì)是高通濾波器，能使系統(tǒng)的截止頻率增大，通頻帶變寬，提高系統(tǒng)的快速性，使系統(tǒng) 的相角穩(wěn)定裕量增大，提高系統(tǒng)的相對(duì)穩(wěn)定性，但卻削弱高頻抗干擾能力；滯后校正屬于相 位滯后校正調(diào)節(jié)，其電路本質(zhì)是低通濾波器，它是以犧牲快速性來換取系統(tǒng)的穩(wěn)定性。它雖可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度和改善系統(tǒng)的穩(wěn)定性，卻使系統(tǒng)頻帶縮小，系統(tǒng)響應(yīng)變慢，這種控制策略適宜于恒值控制系統(tǒng)的調(diào)節(jié)；滯后-超前校正兼有滯后、超

49、前校正二者的優(yōu)點(diǎn)。由于此系統(tǒng)屬于多輸入多輸出的程序控制系統(tǒng)，應(yīng)用滯后-超前校正較為合理，因?yàn)樗哂邢辔怀靶Ｕ拖辔粶笮Ｕ膬?yōu)點(diǎn)。超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)為了使系統(tǒng)滿足靜態(tài)和動(dòng)態(tài)指標(biāo)的要求，一般需要設(shè)計(jì)良好的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。滯后 -超前校 正又分為有源和無源滯后-超前補(bǔ)償，此控制系統(tǒng)中采用有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。因?yàn)橛性?超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)除零、極點(diǎn)的位置可以任意配置外，增益也可任意選擇，以滿足系統(tǒng)補(bǔ) 償要求。超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以利用它的低頻段積分特性，使補(bǔ)償系統(tǒng)成為無差系統(tǒng)；利用其中頻段20dB/dec上升特性，使補(bǔ)償后回路函數(shù)以-20dB/dec穿越0dB線，獲得較大的相位裕量。圖3-2所示為一種

50、采用運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)的有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。其傳遞函數(shù)為圖3-2 有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)V c(s)(1 + sRzCi)1+ s(Ri+ ROC3(3-1 )Gc(s)=二E (s)sR (C1+C 2)(1 + sRC號(hào))(1+ s*)C1+C 2如圖3-3所示超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)幅頻特性圖圖3-3 超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)幅頻特性圖有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)二有兩個(gè)零點(diǎn)，三個(gè)極點(diǎn)零點(diǎn)為:fz1 2 二12 二 RCifz2 二 z211fc2 二(R1 R2)C32 二R1C32 二2 二 R3c3, -p3 _112二一 2R2GC22二R2C2C1C2參數(shù)的選擇規(guī)則：首先選擇補(bǔ)償后的回路函數(shù)的增

51、益交越頻率fg ,在此處的增益為 g0dB ,而且幅頻特性的波特圖以20dB/dec穿越0dB線。補(bǔ)償后的回路函數(shù)的增益交越頻率fg可設(shè)定為開關(guān)頻率的1/2，但是實(shí)際上考慮達(dá)到抑制輸出開關(guān)紋波，增益交越頻率fg以小于1/5的開關(guān)頻率fc較為恰當(dāng)。若原始回路函數(shù)Go (S)有兩個(gè)相近的極點(diǎn)，極點(diǎn)的頻率、，-1為fp1p2 = ，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc (S)零點(diǎn)頻率設(shè)計(jì)為原始回路函數(shù)Go (S)兩個(gè)相近的極點(diǎn)2二 J LC HYPERLINK l bookmark117 o Current Document 1頻率的一：一，即2,11、 fz1 = fz2() fp1,p2(3-2)4 2如果 原始回 路

52、函數(shù)G0(s)沒有零點(diǎn)，則可以將 補(bǔ)償網(wǎng) 絡(luò)Gc(s)的兩個(gè)極點(diǎn)設(shè) 定為 fp2 = fp3 = (13)fs,以減小輸出高頻開關(guān)紋波。在沒有零點(diǎn)變換器中，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)的極點(diǎn)fp3也可以省略。若原始回路函數(shù) G0(s)有零點(diǎn)，可用補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) Gc(s)的極點(diǎn)來補(bǔ)償，即令補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)的極點(diǎn)fp2 = fZESR(3-3)或fp3 = fZESR(3-4)1極點(diǎn)頻率fp2、fp3最好能大于原始回路函數(shù)Go(S)系統(tǒng)極點(diǎn)頻率fpip2=的5倍,2二，LC以避免在增益交越頻率fa造成更大的相位滯后。g補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)所有的零點(diǎn)和極點(diǎn)的位置已經(jīng)確定，但補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)的幅頻特性圖仍可以在垂

53、直方向上下移動(dòng)。一旦固定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)Gc(s)幅頻特性圖上的一個(gè)點(diǎn)的位置，Gc(s)的幅頻特性圖就確定了。通過確定 Gc(s)在補(bǔ)償后的回路函數(shù) Gc(s)G0(s)的增益交越頻率fq來最后確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。 g補(bǔ)償后的回路函數(shù) Gc(s)G0(s)處增益為0dB。如果原始回路函數(shù) G0(s)在增益交越頻率fg的增益為 3dB ,為使補(bǔ)償后回路函數(shù) Gc(s)G0(s)在fg為0dB , Gc(s)在fg的增益必須等于 AdB ,即 20lg Gc(j211fg) = 20lg G002 Mg),也就是:由于補(bǔ)償后系統(tǒng)的Gc(j2 二 fg)1G(j2nfg)(3-5)fg位于Gc(s)的零點(diǎn)fz2與

54、極點(diǎn)fp2之間，于是可求出在零點(diǎn)fz2與極點(diǎn)fp2之間的增益:AV1 = fz2 fgGc(j2 二 fg)RRiR3(3-6)極點(diǎn)fp2的增益為:AV2=f2|Gc(j2Tifg)(3-7)這樣確定出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路元件的參數(shù):gR2、R3、R、Ci、C2、C3,進(jìn)而確定超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)。舉例說明卜面以負(fù)載為電阻性負(fù)載為例，說明超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)校正的合理性。系統(tǒng)參數(shù)為:Lf = 5mH , Udc = 400V, U f = 5uF, R= 120c , % = 1V ,開關(guān)頻率 = 9kHz ,調(diào) 制比m=0.8,電壓反饋系數(shù)為 a =0.01 ,將參數(shù)代入式(2-35),忽略電

55、壓檢測(cè)反饋回路 的小慣性時(shí)間常數(shù)，原始回路增益函數(shù)G0(S)為G0(S)=0.01 4001782 .-5(7.5 10 s 9.95 10 s+ 1) 2 1按照有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零點(diǎn)、極點(diǎn)的選擇原則，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中兩個(gè)零點(diǎn)頻率選為原始回 路增益函數(shù)G0(S)中兩個(gè)相近的極點(diǎn)頻率的一半，為減少輸出高頻開關(guān)紋波，兩個(gè)極點(diǎn)頻 率選為(1 3) fs。針對(duì)上述系統(tǒng)，有源超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)可選為一 -4 243Gc(S)=4.36 10 s +1.64s+ 1.55 107.44 10-11s3 1.67 10s2 + s補(bǔ)償后回路函數(shù)為4 23Gh(S)=4.36 10-s +1.64

56、s+ 1.55 105.46 1018s5+1.19 10,2s4 + 7.18 103s3 0.73 10“s2+s原始回路增益函數(shù) G0(S)、補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù) Gc(S)、補(bǔ)償后回路函數(shù) Gh (S)的bode圖 曲線如圖3-4所示。由圖知，G0(S)的相位裕量?jī)H有17.80,而Gh(S)的相位裕量為64.9, 而且中頻寬度較大。由圖 3-4可以看出采用超前-滯后補(bǔ)償對(duì)程序控制系統(tǒng)較為適宜。In- 1Bode DiajrsiTio o o o n- 51 5 05- 1 1- -xlPCQlu&gw10711D3Uf-6丁101010105 0 5 0 5-0 5 0 4 I 4 9

57、382TT - -112 2一 H -Frequency (rad/sec)圖3-4 bode 曲線圖3.5控制算法的數(shù)字設(shè)計(jì)DSP 介紹316本次實(shí)驗(yàn)采用的控制器是TMS320F2812 , TMS320F2812是TI公司推出的高速數(shù)字信號(hào)處理芯片，主要具有以下一些特點(diǎn)：采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，主頻可達(dá)150MHz (時(shí)鐘周期6.67 ns),低功耗設(shè)計(jì)，F(xiàn)lash編程電壓為3.3V ,支持JTAG邊界掃描接口，高性能 32位CPU, 16*16位和32*32位的乘法累加器操作，16*16位的雙乘法累加器，哈佛總線結(jié)構(gòu)，快速中斷響應(yīng)和處理能力，統(tǒng)一尋址模式，4MB的程序/數(shù)據(jù)尋址空間，

58、高效的代碼轉(zhuǎn)換功能(支持C/C+和匯編語言)，與TMS320F240X系列數(shù)字信號(hào)處理器代碼兼容，最多達(dá) 128K*16 位(2812)的 Flash 存儲(chǔ)器，最多達(dá) 128K*16 位的 ROM ,1K*16 位的 ROM ,兩塊 4K*16 位的ROM , 一塊4K*16位的單周期訪問RAM(SARAM),兩塊 1*16位的單周期訪問RAM(SARAM),帶有軟件啟動(dòng)模式，數(shù)學(xué)運(yùn)算表。器件上還集成了多種先進(jìn)的外設(shè)，為電機(jī)及其他運(yùn)動(dòng)控制領(lǐng)域應(yīng)用的實(shí)現(xiàn)提供了良好的平臺(tái)，控制生成SPWM主要利用的是片上的事件管理器模塊(EVA和EVB),該模塊具有以下主要功能：(1)5個(gè)獨(dú)立的PWM輸出，其中3

59、個(gè)由比較單元產(chǎn)生，2個(gè)由通用定時(shí)器產(chǎn)生。另外還有3個(gè)由比較單元產(chǎn)生的 PWM互補(bǔ)輸出；(2)由比較單元產(chǎn)生的 PWM死區(qū)可編程；(3)能夠產(chǎn)生可編程的非對(duì)稱、對(duì)稱和空間矢量PWM波形；(4)比較寄存器和周期寄存器可自動(dòng)裝載，減少 CPU的開銷。由于TMS320F2812具有上述特點(diǎn)，所以應(yīng)用它做控制器適宜于三相電壓型PWM逆變器的閉環(huán)控制。程序流程圖主程序流程圖為圖3,5 ,子程序流程圖為圖 3.6、圖3.7和圖3.8。DSP的詳細(xì)程序見附錄。SPWM波生成方法采樣不對(duì)稱規(guī)則采樣法，其原理在第二章已詳細(xì)討論過。調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)規(guī)律為超前-滯后補(bǔ)償。(恢復(fù)現(xiàn)(保護(hù)現(xiàn)場(chǎng))啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換恢復(fù)現(xiàn)場(chǎng)圖3.5

60、主程序流程圖圖3.6 A/D轉(zhuǎn)換中斷流程圖圖3.7定時(shí)器T2下溢中斷流程圖相施/算定時(shí)器 比較植并蝠根據(jù)tcnC卅肆運(yùn)時(shí)器 比較值并賦給CMPR3（恢復(fù)現(xiàn)場(chǎng)）圖3.8定時(shí)器T1下溢中斷子程序流程圖第4章實(shí)驗(yàn)研究實(shí)驗(yàn)原理框圖三相電壓型PWM逆變電源系統(tǒng)原理框圖如圖 4-1所示，它可以分為四個(gè)功能模塊：整流電路、逆變電路、輸出濾波器和基于DSP的控制電路。整流電路是一個(gè)三相AC/DC變換電路，功能是把 AC380V/50HZ的電源進(jìn)行整流濾波后轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定直流電源供給逆變電路。 逆變電路是該電源的關(guān)鍵電路，其功能是實(shí)現(xiàn) DC/AC的功率變換，即在DSP的控制下把直流電源轉(zhuǎn)換成三相 SPWM波形供給后