幾種電源應(yīng)用設(shè)計(jì)舉例課件

第10章幾種應(yīng)用設(shè)計(jì)舉例§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)§10.2直流電機(jī)調(diào)速§10.3基于DSP的直流電機(jī)弱磁調(diào)速示例§10.4高頻弧焊電源設(shè)計(jì)返回第10章幾種應(yīng)用設(shè)計(jì)舉例§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)返回1§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)小靈通(PHS)的基站基本上由市電供電，需要電力部門、基站所在單位或市民配合，電力檢修或電網(wǎng)故障會(huì)造成服務(wù)中斷，給小靈通的正常運(yùn)行造成極大的困難，阻礙了小靈通的發(fā)展，嚴(yán)重地?fù)p害了小靈通運(yùn)營商的信譽(yù)和小靈通用戶的利益。通信電源典型的配電方式有市電和UPS、市電和發(fā)電機(jī)，由于小靈通基站多，不可能為每一個(gè)基站配備UPS或發(fā)電機(jī)，為了保證基站供電安全，若對(duì)基站供電采用采用遠(yuǎn)程直流供電，即市電工作正常時(shí)，利用市電供電，市電停電后，利用小靈通基站的空余線對(duì)進(jìn)行直流遠(yuǎn)供，這種方式成本較低可靠性高，室外維護(hù)量小，可以保證小靈通的通訊需要?！?0.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)小靈通(PHS)的基站基本上21技術(shù)指標(biāo)輸入電壓:41-57Vdc；輸入電流:<5A；轉(zhuǎn)換效率≥85%；輸出電壓:220Vdc±20%；輸出電流：500mA；電壓調(diào)整率：整定值±0.2%；輸出紋波電壓峰-峰值小于200mV；過載保護(hù):輸出功率>120%額定功率時(shí)切斷輸出,自恢復(fù)；開路保護(hù):輸出電流≤50mA時(shí)自動(dòng)關(guān)斷,自恢復(fù)；1技術(shù)指標(biāo)32基于UC3846的電源設(shè)計(jì)DC/DC變換器主電路拓?fù)溆姓⒎醇な?、推挽式、半橋式和全橋式等?？刂菩酒姆N類也非常多，主要分為電流控制型與電壓控制型兩大類。圖10-1示出了采用電流型PWM控制器的全橋DC-DC變換器的原理電路?？刂齐娐钒瑑蓚€(gè)反饋環(huán)節(jié)：峰值電流的內(nèi)環(huán)反饋和輸出電壓的外環(huán)反饋，外環(huán)誤差放大器OP的輸出作為內(nèi)環(huán)的給定，由于峰值電流型變換器在占空比大于0.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象，需要斜坡補(bǔ)償，在峰值電流取樣信號(hào)（電感電流取樣信號(hào)）上按一定的補(bǔ)償系數(shù)疊加振蕩器產(chǎn)生的震蕩信號(hào)。內(nèi)環(huán)和外環(huán)共同作用根據(jù)輸入電壓和負(fù)載的變化情況調(diào)整占空比D，保證輸出電壓Vo的穩(wěn)定。選用全橋式DC/DC變換器作為主電路，電流型PWM控制芯片UC3846作為該系統(tǒng)的控制單元。

2基于UC3846的電源設(shè)計(jì)4圖10-1峰值電流型PWM控制的全橋DC-DC變換器的原理電路圖10-1峰值電流型PWM控制的全橋DC-DC變換器的原理51）控制電路設(shè)計(jì)UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖如圖10-2所示，它專門設(shè)計(jì)了一個(gè)電流測定放大器，增益為3。誤差放大器E/A（管腳5、6、7）輸出（7腳）經(jīng)二極管和0.5V偏壓后送至比較器反向端，比較器同相端為三倍后的電流測量信號(hào)。注意振蕩器的鋸齒波信號(hào)沒有輸入比較器，因此比較器后增設(shè)一個(gè)鎖存器。關(guān)斷信號(hào)與350mV電壓比較后，也送到鎖存器，鎖存器由鋸齒波作為復(fù)位時(shí)鐘脈沖。另外，振蕩器具有可變死區(qū)時(shí)間控制和外同步能力。電流限制1端電平可由外電路限定，由它影響誤差放大器的電壓輸出值?；鶞?zhǔn)電壓精度達(dá)1%，振蕩器頻率可達(dá)1MHz，因此脈寬調(diào)制器A、B輸出端的工作頻率可達(dá)500KHz。1）控制電路設(shè)計(jì)6圖10-2UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖圖10-2UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖7電流測定放大器輸出由內(nèi)電路限定在3.5V，因此，電流取樣的入最大電壓值為1.2，根據(jù)1.2V數(shù)值可以選定電流測定環(huán)節(jié)參數(shù)。當(dāng)使用電阻測定電流時(shí)，阻值：IPK即為電感電流的峰值。也可以用電流傳感器測量電流，得到電壓加在3、4端。如果電感電流有瞬態(tài)尖峰，則應(yīng)加入小電容——電阻進(jìn)行濾波。電流測定放大器輸出由內(nèi)電路限定在3.5V，因此，電流取樣的入8UC1846的電流限制方式是它的突出優(yōu)點(diǎn)之一，它限制尖峰電流的能力特別強(qiáng)，可以實(shí)現(xiàn)電流逐個(gè)脈沖比較，即對(duì)每個(gè)脈沖電流檢測限定。圖10-3示出電流測定、限制調(diào)整的工作原理?；鶞?zhǔn)電壓經(jīng)電阻R1，R2到地，故當(dāng)E/A誤差放大器輸出電壓為VP1+0.5時(shí)（0.5V為Tr導(dǎo)通所需電壓），晶體管將導(dǎo)通。因此，電流限制1端的電壓給定值即給定了E/A的限幅值。此限幅值的1/3，即應(yīng)為電流測定電阻Rs的電壓值。因此，使比較器翻轉(zhuǎn)的閥值電壓為；Rs的兩端電壓超過VRS值時(shí)，UC1846PWM比較器將輸出鎖閉，相應(yīng)此時(shí)的電感峰值電流為：

UC1846的電流限制方式是它的突出優(yōu)點(diǎn)之一，它限制尖峰電9圖10-3電流測定、限定調(diào)整的工作原理圖10-3電流測定、限定調(diào)整的工作原理10振蕩器的頻率：

RT的值從1k--500k。CT的值不能小于100P。增大CT的值，增大鋸齒波下降時(shí)間，即死區(qū)增大。一般可選=1000P，如果多片UC1846工作需要同步時(shí)，則只要在一個(gè)UC1846上裝上RT、CT元件，并把他的同步端連接到所有的UC1846的同步端上即可。使用時(shí)在R2兩端并聯(lián)電容CS可起軟啟動(dòng)控制的作用。振蕩器的頻率：112）主電路設(shè)計(jì)全橋電路對(duì)角的兩個(gè)功率晶體管作為一組，每組同時(shí)接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，中間有死區(qū)，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，四個(gè)開關(guān)將均處與斷開狀態(tài)。四個(gè)開關(guān)導(dǎo)通占空比值均相等。根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)，最大輸入功率：

最小輸入電壓：41V，則最大輸入脈沖電流：

2）主電路設(shè)計(jì)123）變壓器變比變壓器的原邊電壓：

為POWERMOSFET開通時(shí)的最大飽和壓降；VRL為導(dǎo)線壓降。代入數(shù)值，從左到右依次為：輸出電壓、整流二極管壓降、電感電壓、線損電壓降。因?yàn)檩敵鲭妷簽?，代入?shù)值變壓器初級(jí)和次級(jí)的匝數(shù)比：4）輸出濾波管的設(shè)計(jì)主電路的工作頻率為100KHZ，輸出整流快采用快恢復(fù)二極管，變壓器次級(jí)電流最大值為3）變壓器變比135）驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動(dòng)和隔離驅(qū)動(dòng)兩種方式。采用隔離驅(qū)動(dòng)方式時(shí)需要將驅(qū)動(dòng)電路、控制電路、主電路互相隔離，隔離驅(qū)動(dòng)可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應(yīng)速度快（脈沖的前沿和后沿），原、副邊的絕緣強(qiáng)度高，dv/dt共模干擾抑制能力強(qiáng)。但信號(hào)的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制，因而信號(hào)的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50％，信號(hào)的最小寬度又受磁化電流所限。光電隔離驅(qū)動(dòng)方式，每路驅(qū)動(dòng)都要一組輔助電源，增加了電路的復(fù)雜性，隨著驅(qū)動(dòng)技術(shù)的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅(qū)動(dòng)器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、HCPL316等等，它們均采用的是光電隔離。5）驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)14IR2110是美國國際整流器公司（InternationalRectifierCompany）于1990年前后開發(fā)并投放市場至今獨(dú)家生產(chǎn)的大功率MOSFET專用驅(qū)動(dòng)集成電路。IR2110自舉技術(shù)同時(shí)輸出兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào),驅(qū)動(dòng)逆變橋中高壓側(cè)與低壓側(cè)MOSFET，它的內(nèi)部為自舉工作設(shè)計(jì)了懸浮電源，懸浮電源保證了IR2110直接可用于母線電壓為-4——+500V的系統(tǒng)中來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET。同時(shí)器件本身允許驅(qū)動(dòng)信號(hào)的電壓上升率達(dá)±50V/μs，芯片自身有整形功能，實(shí)現(xiàn)了不論其輸入信號(hào)前后沿陡度如何，都可保證加到被驅(qū)動(dòng)MOSFET柵極上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)前后沿很陡，因而可極大地減少被驅(qū)動(dòng)功率器件的開關(guān)時(shí)間，降低開關(guān)損耗。IR2110的功耗很小，故可極大地減小應(yīng)用它來驅(qū)動(dòng)功率MOS器件時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電路的電源容量。從而可減小柵極驅(qū)動(dòng)電路的體積和尺寸，當(dāng)其工作電源電壓為15V時(shí)，其功耗僅為1.6mW。IR2110的合理設(shè)計(jì)，使其輸入級(jí)電源與輸出級(jí)電源可應(yīng)用不同的電壓值，因而保證了其輸入與CMOS或TTL電平兼容，而輸出具有較寬的驅(qū)動(dòng)電壓范圍，它允許的工作電壓范圍為5-20V。同時(shí)，允許邏輯地與工作地之間有-5--+5V的電位差。IR2110是美國國際整流器公司（International15在IR2110內(nèi)部不但集成有獨(dú)立的邏輯電源實(shí)現(xiàn)與用戶脈沖匹配，而且還集成有滯后和下拉特性的施密特觸發(fā)器作為輸入級(jí)，保證當(dāng)驅(qū)動(dòng)電路電壓不足時(shí)封鎖驅(qū)動(dòng)信號(hào)，防止被驅(qū)動(dòng)功率MOS器件退出飽和區(qū)、進(jìn)入放大區(qū)而損壞?？蓪?duì)輸入的兩個(gè)通道信號(hào)之間產(chǎn)生合適的延時(shí)，保證加到被驅(qū)動(dòng)的同橋臂上的兩個(gè)功率MOS器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間有一互鎖時(shí)間間隔，防止了被驅(qū)動(dòng)的逆變橋中兩個(gè)功率MOS器件同時(shí)導(dǎo)通，防止了直通短路的危險(xiǎn)。IR2110的的最高工作頻率較高，內(nèi)部對(duì)信號(hào)的延時(shí)很小。對(duì)兩個(gè)通道來說，其典型開通延時(shí)為120ns，而關(guān)斷延時(shí)為94ns，且兩個(gè)通道之間的延時(shí)誤差不超過10ns，因而決定了IR2110可用來實(shí)現(xiàn)最高工作頻率大于1MHz的門極驅(qū)動(dòng)。IR2110的輸出級(jí)采用推挽結(jié)構(gòu)來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET，輸出最大為2A的驅(qū)動(dòng)電流，且開關(guān)速度較快，當(dāng)所驅(qū)動(dòng)的功率MOS器件的柵極等效電容為1000pF時(shí)，該開關(guān)時(shí)間的典型值為25ns。IR2110原理圖見圖10-4。從圖可見，其內(nèi)部集成有一個(gè)邏輯信號(hào)輸入級(jí)及兩個(gè)獨(dú)立的、分別以高電壓、低電壓為基準(zhǔn)的輸出通道，它的主要構(gòu)成有三個(gè)獨(dú)立的施密特觸發(fā)器、兩個(gè)RS觸發(fā)器、兩個(gè)Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換器、一個(gè)脈沖放大環(huán)節(jié)、一個(gè)脈沖濾波環(huán)節(jié)、一個(gè)高壓電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及兩個(gè)或非門、六個(gè)MOS場效應(yīng)晶體管、一個(gè)具有反相輸出的與非門、一個(gè)反向器和一個(gè)邏輯網(wǎng)絡(luò)。在IR2110內(nèi)部不但集成有獨(dú)立的邏輯電源實(shí)現(xiàn)與用戶脈沖匹16圖10-4IR2110的原理圖圖10-4IR2110的原理圖17兩個(gè)輸出通道（上通道及下通道）的控制脈沖通過邏輯電路與輸入信號(hào)相對(duì)應(yīng)，當(dāng)保護(hù)信號(hào)（SD）輸入端為低電平時(shí)，同相輸出的施密特觸發(fā)器輸出為低電平，兩個(gè)RS觸發(fā)器的置位信號(hào)無效，兩或非門的輸出跟隨HIN及LIN變化；而當(dāng)SD端輸入為高電平時(shí)，因施密特觸發(fā)器輸出高電平，兩個(gè)RS觸發(fā)器置位，兩或非門輸出恒為低電平，HIN及LIN輸入信號(hào)無效，此時(shí)即使SD變?yōu)榈碗娖剑捎赗S觸發(fā)器由Q端維持高電平，兩或非門輸出將保持低電平，直到施密特觸發(fā)器輸出脈沖的上升沿到來，兩個(gè)或非門才因RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)為低電平而跟隨HIN及LIN變化。由于邏輯輸入級(jí)中的施密特觸發(fā)器具有一定的滯后，因而整個(gè)邏輯輸入級(jí)具有良好的抗干擾能力，并可接受上升時(shí)間較長的輸入信號(hào)，再則邏輯電路以其自身的邏輯電源為基準(zhǔn)，這就決定了邏輯電源可用比輸出電源電壓低得多的電源。兩個(gè)輸出通道（上通道及下通道）的控制脈沖通過邏輯電路與輸入信18為了將邏輯信號(hào)電平轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵鲵?qū)動(dòng)信號(hào)電平，片內(nèi)設(shè)置兩個(gè)抗干擾性能很好的Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換電路，該電路的邏輯地電位（Vss）和功率電路地電位（COM）之間允許有+/-5V的額定偏差，因此決定了邏輯電路不受輸出驅(qū)動(dòng)開關(guān)動(dòng)作而產(chǎn)生的耦合干擾的影響。集成于片內(nèi)下通道內(nèi)的延時(shí)網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)通道的傳輸延時(shí)，此種結(jié)構(gòu)簡化了控制電路時(shí)間上的要求。兩個(gè)通道分別應(yīng)用了兩個(gè)相同的推挽式低阻場效應(yīng)晶體管，該兩個(gè)場效應(yīng)晶體管分別有兩個(gè)N溝道的MOSFET驅(qū)動(dòng)，因而其輸出峰值電流可達(dá)2A以上。為了將邏輯信號(hào)電平轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵鲵?qū)動(dòng)信號(hào)電平，片內(nèi)設(shè)置兩個(gè)抗干擾19對(duì)于上通道，開通和關(guān)斷脈沖分別由HIN的上升和下降沿觸發(fā)，用以驅(qū)動(dòng)電平轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換器接著又對(duì)工作于懸浮電位上的RS觸發(fā)器進(jìn)行置位或復(fù)位，這便是以地電位為基準(zhǔn)的HIN信號(hào)的電平轉(zhuǎn)換為懸浮電位的過程。由于Vs端快速dV/dt瞬變產(chǎn)生的RS觸發(fā)器的誤觸發(fā)可以通過一個(gè)鑒別電路與正常的下拉脈沖有效地區(qū)別開來，這樣，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保證了上通道的電平轉(zhuǎn)換電路即使在Vs端電壓降到比COM端還低4V時(shí)仍能正常工作。對(duì)于下通道，由于正常時(shí)SD為低電平、Vcc不欠壓，所以施密特觸發(fā)器的輸出跟隨LIN而變化，此信號(hào)經(jīng)下通道中的Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后加給延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，由延時(shí)網(wǎng)絡(luò)延時(shí)一定的時(shí)間后加到與非門電路，其同相和反向輸出分別用來控制兩個(gè)互補(bǔ)輸出級(jí)中的低阻場效應(yīng)晶體管驅(qū)動(dòng)級(jí)中的MOS管，當(dāng)Vcc低于電路內(nèi)部整定值時(shí)，下通道中的欠壓檢測環(huán)節(jié)輸出，在封鎖下通道的同時(shí)封鎖上通道的脈沖產(chǎn)生環(huán)節(jié)，使整個(gè)芯片的輸出被封鎖；而當(dāng)Vb欠電壓時(shí)，則上通道中的欠電壓檢測環(huán)節(jié)輸出僅封鎖上通道的輸出脈沖。IR2110的典型應(yīng)用連接圖見圖10-5。通常，它的輸出級(jí)的工作電源是一懸浮電源，這是通過一種自舉技術(shù)由固定的電源得來的。充電二極管VD的耐壓能力必須大于高于母線的峰值電壓，為了減小功耗，推薦采用快恢復(fù)的二極管。對(duì)于上通道，開通和關(guān)斷脈沖分別由HIN的上升和下降沿觸發(fā)，用20

圖10-5IR2110典型連接圖圖10-5IR2110典型連接圖21為了向需要開關(guān)的容性負(fù)載提供瞬態(tài)電流，應(yīng)用中應(yīng)在Vcc和COM間、Vdd和Vss間連接兩個(gè)旁路電容，這兩個(gè)電容及Vb和Vs間的儲(chǔ)能電容都要與器件就近連接。建議Vcc上的旁路電容用一個(gè)0.1μF的陶瓷電容和一個(gè)1μF的膽電容并聯(lián)，電源Vdd上有一個(gè)0.1μF的陶瓷電容就足夠了。功率的MOSFET或IGBT可在輸出處串一個(gè)柵極電阻，柵極電阻的值依賴于電磁兼容（EMC）的需要、開關(guān)損耗及其最大允許dV/dt值。為了向需要開關(guān)的容性負(fù)載提供瞬態(tài)電流，應(yīng)用中應(yīng)在Vcc和CO22由于電平轉(zhuǎn)換損耗通常比漏電損耗要大得多，因而靜態(tài)損耗通常可忽略。實(shí)驗(yàn)證明：當(dāng)VB為定值時(shí)，對(duì)容性負(fù)載來說，在一定的工作溫度下，隨著被驅(qū)動(dòng)的MOSFET或IGBT工作開關(guān)頻率的提高，在固定的高壓母線電壓下，開關(guān)損耗值將線性增大，并且隨著被驅(qū)動(dòng)的MOSFET或IGBT工作電路中高壓母線電壓的提高，開關(guān)損耗亦增大，并且隨著容性負(fù)載電容值的增大而增大，實(shí)際上，在電平轉(zhuǎn)換期間，Vs是變化的。自舉電容C依賴于開關(guān)頻率，占空比和功率MOSFET或IGBT柵極的充電需要，應(yīng)注意的是電容兩端電壓不允許低于欠電壓封鎖臨界值，否則將產(chǎn)生保護(hù)性關(guān)斷。具體說來，自舉電容大小取決于MOSFET的門極充電電荷、最大導(dǎo)通時(shí)間、最小導(dǎo)通時(shí)間。由于電平轉(zhuǎn)換損耗通常比漏電損耗要大得多，因而靜態(tài)損耗通?？珊?3a門極充電電荷IGBT和POWERMOSFET具有相似的門極特性，開同時(shí)需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括二極管的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時(shí)對(duì)應(yīng)的自舉電容可用下式表示：式中，Qg為MOSFET導(dǎo)通需要的門極電荷。a門極充電電荷24b最長導(dǎo)通時(shí)間在選擇自舉電容大小時(shí)，應(yīng)考慮懸浮驅(qū)動(dòng)的最長導(dǎo)通時(shí)間ton(max)。門極電壓必須在最長導(dǎo)通時(shí)間末期保持足夠的幅置，使MOSFET充分導(dǎo)通，假定自舉電容輸出穩(wěn)態(tài)電流為IQBS，則C可寫為

c最小導(dǎo)通時(shí)間在自舉電容的充電路徑上，雜散阻抗影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠獲得充足夠的電荷，以滿足自舉電容所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。因此，在選擇自舉電容大小時(shí)，應(yīng)綜合考慮懸浮驅(qū)動(dòng)的最寬導(dǎo)通時(shí)間ton(max)和最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)。導(dǎo)通時(shí)間既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。根據(jù)功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性對(duì)導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。對(duì)于5KHz以上的開關(guān)應(yīng)用，自舉電容通常采用0.1μF的電容是合適的。b最長導(dǎo)通時(shí)間25單從驅(qū)動(dòng)MOSFET和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負(fù)偏置。門極驅(qū)動(dòng)電壓等于零完全可以保證器件正常關(guān)斷。但在有些情況下，負(fù)偏置是必要的。這是因?yàn)楫?dāng)器件關(guān)斷時(shí)，其集電極－發(fā)射極之間的dv/dt過高時(shí)，將通過集電極－柵極之間的（密勒）電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而IGBT的門檻電壓通常是3～5V左右，一旦尖脈沖的高度和寬度達(dá)到一定的水平，功率器件將會(huì)誤導(dǎo)通，造成災(zāi)難性的后果。而采用柵極負(fù)偏置，可以較好地解決這個(gè)問題。單從驅(qū)動(dòng)MOSFET和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負(fù)偏置267）MOSFET功率開關(guān)器件的散熱計(jì)算在大功率高頻電源等設(shè)備中功率開關(guān)器件的電能損耗尤顯突出，這部分消耗功率會(huì)轉(zhuǎn)變?yōu)闊崃渴构β势骷苄景l(fā)熱、結(jié)溫升高，如果不能及時(shí)、有效的將此熱量釋放，就會(huì)影響到器件的工作性能，從而降低系統(tǒng)工作的可靠性，甚至損壞器件。因此熱設(shè)計(jì)愈加成為電力電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)的關(guān)鍵一環(huán)。在盡量通過優(yōu)化設(shè)計(jì)等方式而減少功率開關(guān)發(fā)熱量的同時(shí)，一般還需要通過散熱器利用傳導(dǎo)、對(duì)流、輻射的傳熱原理，將器件產(chǎn)生的熱量快速釋放到周圍環(huán)境中去，以減少內(nèi)部熱累積，使元件工作溫度降低。進(jìn)行功率器件及功率模塊散熱計(jì)算的目的，就是在確定的散熱條件下選擇合適的散熱器，以保證器件或模塊安全、可靠地工作。散熱器的設(shè)計(jì)必須顧及使用環(huán)境、條件，以及元件允許的工作溫度等多種參數(shù)。但是對(duì)散熱器的傳熱分析目前國內(nèi)外都還研究得很不夠，工程應(yīng)用中的設(shè)計(jì)大多是憑經(jīng)驗(yàn)選取，并作相應(yīng)的核校計(jì)算。7）MOSFET功率開關(guān)器件的散熱計(jì)算27單位時(shí)間內(nèi)功率器件所消耗的電能稱作為器件的功率損耗。器件的功率消耗將導(dǎo)致其結(jié)溫升高從而產(chǎn)生了散熱冷卻的要求；而散熱器在單位時(shí)間內(nèi)所散發(fā)出的熱能量叫耗散功率。在設(shè)備正常穩(wěn)定工作時(shí)，器件的功率損耗和散熱器的耗散功率將達(dá)到平衡，器件的溫度也不會(huì)繼續(xù)升高，即系統(tǒng)達(dá)到了熱平衡狀態(tài)。在系統(tǒng)的熱設(shè)計(jì)中就正是根據(jù)能達(dá)到熱平衡狀態(tài)時(shí)的功率參數(shù)來確定散熱器應(yīng)當(dāng)具備的相關(guān)參數(shù)，因此在設(shè)計(jì)過程中一般先根據(jù)相關(guān)數(shù)據(jù)手冊(cè)和實(shí)際電路工作參數(shù)來計(jì)算出功率器件的功率損耗，然后以此作為依據(jù)計(jì)算散熱器相關(guān)參數(shù)。而功率器件的功率損耗一般包括器件的通態(tài)損耗、開關(guān)損耗、斷態(tài)漏電流損耗。功率器件在開關(guān)過程中消耗在驅(qū)動(dòng)控制板上的功率以及在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)維持一定的柵極電壓、電流所消耗的功率稱為開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)損耗。一般情況下，這部分的功率損耗與器件的其他部分損耗相比可以忽略不計(jì)，但對(duì)于GTO、GTR等通態(tài)電流比較大的功率器件則需要特殊考慮。單位時(shí)間內(nèi)功率器件所消耗的電能稱作為器件的功率損耗。器件的功28在較大功率的電力電子設(shè)備中，為了提高散熱效果，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作，提高功率器件使用壽命，往往對(duì)電力電子功率器件采用了強(qiáng)迫風(fēng)冷技術(shù)，強(qiáng)迫風(fēng)冷的散熱效果遠(yuǎn)好于自然風(fēng)冷,復(fù)雜性大大低于水冷和油冷。采用強(qiáng)迫風(fēng)冷還可以顯著減小散熱器體積，有利于設(shè)備小型化、輕量化的實(shí)現(xiàn)。在采用強(qiáng)迫風(fēng)冷時(shí)，散熱器的熱阻將會(huì)顯著減小。降低熱阻，提高對(duì)流換熱的途徑主要有：加大散熱器尺寸或者增加散熱片數(shù)量以加大散熱面積；采用更大尺寸或擁有更強(qiáng)風(fēng)力的風(fēng)機(jī)增大空氣流速以增大；通常情況下,選用散熱面積較大的型材散熱器和風(fēng)量較大的風(fēng)機(jī)可以降低散熱器到環(huán)境介質(zhì)的熱阻,但散熱面積的增加和風(fēng)機(jī)風(fēng)量的提高均受裝置體積、重量以及噪音指標(biāo)等限制。由于電力電子器件的小型化和輕量化的發(fā)展趨勢，在散熱器和風(fēng)機(jī)參數(shù)一定的條件下,通過合理的風(fēng)道設(shè)計(jì)，在散熱器表面流場引入紊流是改善散熱的又一有效途徑。合理的風(fēng)道設(shè)計(jì)一般要求引導(dǎo)風(fēng)扇氣流沖擊散熱器表面，適當(dāng)?shù)母淖儦饬髟谏崞鞅砻娴牧鲃?dòng)方向以在散熱器附近流場中形成大的擾動(dòng),從而形成廣泛的紊流區(qū),加強(qiáng)散熱效果,同時(shí)不應(yīng)使氣流壓頭損失過大,流速下降過多,以免降低散熱效果。在較大功率的電力電子設(shè)備中，為了提高散熱效果，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工297)電流取樣尖峰消取圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路由于UC1846為峰值電流取樣，取樣電流信號(hào)前沿尖峰很大，嚴(yán)重時(shí)影響工作，為消取電流取樣的前沿尖峰，設(shè)計(jì)了消取電流取樣的前沿尖峰電路,工作原理如圖10-6所示，信號(hào)如圖10-7所示。圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路7)電流取樣尖峰消取圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路30圖10-7各點(diǎn)信號(hào)圖10-7各點(diǎn)信號(hào)319）系統(tǒng)設(shè)計(jì)綜上所考慮，小靈通基站電源的系統(tǒng)電路圖如圖10-8所示。由功率電路（主電路，包括輸入EMI，H橋，輸出整流濾波）、控制電路（包括UC3846、電壓取樣電路、電流取樣尖峰消取電路）和驅(qū)動(dòng)電路（IR2110驅(qū)動(dòng)）組成。9）系統(tǒng)設(shè)計(jì)32圖10-8略去保護(hù)電路的小靈通基站電源電路圖返回圖10-8略去保護(hù)電路的小靈通基站電源電路圖返回33§10.2直流電機(jī)調(diào)速1專用集成電路UC3637控制器電路設(shè)計(jì)UC3637是直流電動(dòng)機(jī)脈寬調(diào)制（PWM）控制器。該集成電路用于開環(huán)或閉環(huán)直流電動(dòng)機(jī)速度控制。輸出兩路PWM脈沖信號(hào)，這兩路信號(hào)與誤差電壓信號(hào)的幅值成正比，且與極性相關(guān)，可構(gòu)成雙向的調(diào)速系統(tǒng)。該控制器還可以用于其他電動(dòng)機(jī)PWM控制，例如無刷直流電動(dòng)機(jī)PWM速度控制、位置控制等。1）UC3637的特點(diǎn)單電源或雙電源工作，±2.5V—±20V；雙路PWM信號(hào)輸出，驅(qū)動(dòng)電流能力為100mA；限流保護(hù)；欠電壓封鎖；有溫度補(bǔ)償，2.5V閾值的關(guān)機(jī)控制。2）結(jié)構(gòu)與功能UC3637結(jié)構(gòu)功能圖如圖10-9，可以看出UC3637主要由下列幾部分組成：三角波發(fā)生器：CP，CN，S1，SR1；PWM比較器：CA，CB；輸出控制門：NA，NB；限流電路：CL，SRA，SRB；誤差放大器：EA；關(guān)機(jī)比較器：CS；欠電壓封鎖電路：UVL。

§10.2直流電機(jī)調(diào)速1專用集成電路UC3637控制器電路34圖10-9UC3637的結(jié)構(gòu)功能圖圖10-9UC3637的結(jié)構(gòu)功能圖35如圖10-10所示，在正電源和負(fù)電源之間串接R1、R2、R3三個(gè)電阻（其中R1=R3），兩個(gè)分壓點(diǎn)分別接(１腳)和(3腳)，作為閾值電壓。2腳和18腳分別接電容CT和電阻RT，電容和電阻另一端都接地。+VTH還通過內(nèi)部的緩沖電路與RT作用產(chǎn)生給電容CT充電的恒流Is。當(dāng)CT以恒流線性充電，2腳電壓達(dá)到VTH時(shí)，比較器CP（1、2腳為輸入）觸發(fā)觸發(fā)器的端，使為高電平，關(guān)閉相應(yīng)開關(guān)。負(fù)電流-IS接2腳，CT以線性放電，到-VTH時(shí)，比較器CN（3、2腳為輸入）觸發(fā)RS觸發(fā)器的復(fù)位端R，引起電容的重新充電過程。產(chǎn)生的三角波電壓信號(hào)峰—峰值為，其頻率由CT、RT決定。圖10-10三角波發(fā)生器電路如圖10-10所示，在正電源和負(fù)電源之間串接R1、R2、R36參看圖10-11比較器連接圖，比較器CA和CB的（10腳）、（8腳）連至2腳，得到三角波輸入。外接控制信號(hào)（17腳）經(jīng)過兩個(gè)電阻分別接，并從（11腳）輸入，從－Ｂin（9腳）輸入。這兩比較器的輸出為雙PWM信號(hào)，它們互為反相，并且在它們的前后沿都存在死區(qū)時(shí)間，見圖10-12，比較器A和B的信號(hào)經(jīng)門電路后輸出（4腳）和（7腳）輸出，門電路主要是進(jìn)行欠電壓封鎖和過流封鎖。圖10-11比較器外電路連接圖參看圖10-11比較器連接圖，比較器CA和CB的（10腳）37在圖10-13中，利用RS作為電動(dòng)機(jī)電流的檢測電阻，檢測信號(hào)從12和13腳輸入。比較器CL設(shè)有200mV的閾值，當(dāng)電動(dòng)機(jī)電流增大而使RS上的電壓達(dá)到這個(gè)閾值時(shí)，CL輸出變?yōu)楦唠娖剑頢RA和SRB復(fù)位至低電平，進(jìn)而使AOUT和BOUT變?yōu)榈碗娖健DUC3637內(nèi)部的欠電壓封鎖電路。在電源電壓低于+4.15V時(shí)作用，使輸出AOUT和BOUT鎖定為低電平。關(guān)機(jī)控制比較器CS的反相輸入端內(nèi)接（VS-2.5V）電壓，同相輸入端接14腳。在14腳外接適當(dāng)電路可以用來控制電動(dòng)機(jī)的起停，或延時(shí)起動(dòng)，或其他保護(hù)控制。誤差放大器：獨(dú)立的誤差放大器是一個(gè)高速運(yùn)算放大器，典型帶寬為1MHz，有低輸出阻抗，可在閉環(huán)速度控制中作為速度調(diào)節(jié)器使用。

在圖10-13中，利用RS作為電動(dòng)機(jī)電流的檢測電阻，檢測信號(hào)38圖10-12雙PWM信號(hào)的產(chǎn)生圖10-13限流保護(hù)電路圖圖10-12雙PWM信號(hào)的產(chǎn)生392主電路設(shè)計(jì)

可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式(亦稱H形)電路,如圖10-14所示。這時(shí)，電動(dòng)機(jī)M兩端電壓的極性隨開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)電壓的變化而變化，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里采用最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。雙極式控制可逆PWM變換器的工作順序如圖10-15所示。

2主電路設(shè)計(jì)40

圖10-15雙極式控制可逆PWM變換器的驅(qū)動(dòng)電壓、輸出電壓和電流波形圖10-14橋式可逆PWM變換器圖10-15雙極式控制可逆PWM變換器圖10-14橋式41圖id的兩條電流波形，id1相當(dāng)于一般負(fù)載時(shí)的情況，脈動(dòng)電流的方向也始終為正；id2相當(dāng)于輕載時(shí)的情況，電流可在正負(fù)方向之間脈動(dòng)，但平均電流仍為正，等于負(fù)載電流。在不同情況下，器件的道通、電流的方向與回路都和有制動(dòng)電流通路的不可逆PWM變換器相似。電動(dòng)機(jī)的正反轉(zhuǎn)則體現(xiàn)在驅(qū)動(dòng)電壓正、負(fù)脈沖的寬窄上。當(dāng)正脈沖較寬時(shí)，ton>T/2，則UAB的平均值為正，電動(dòng)機(jī)正轉(zhuǎn)，反之則反轉(zhuǎn)；如果正、負(fù)脈沖相等，平均輸出電壓為零，則電動(dòng)機(jī)停止。基于專用集成電路UC3637的開環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)控制電路如圖10-16所示，功率電路和驅(qū)動(dòng)不再討論。

圖id的兩條電流波形，id1相當(dāng)于一般負(fù)載時(shí)的情況，脈動(dòng)電流42圖10-16UC3637的開環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)控制電路返回圖10-16UC3637的開環(huán)直流調(diào)速系統(tǒng)控制電路返回43§10.3基于DSP的直流電機(jī)弱磁調(diào)速1性能指標(biāo)電機(jī)功率容量1.00kW輸入電壓220V直流效率80%電機(jī)額定轉(zhuǎn)速3000r/min轉(zhuǎn)速穩(wěn)定精度速度誤差≤±3%啟動(dòng)電流≤30A§10.3基于DSP的直流電機(jī)弱磁調(diào)速1性能指標(biāo)442系統(tǒng)組成直流電機(jī)弱磁調(diào)速由功率電路及控制系統(tǒng)兩部分組成。功率電路由主電源、輔助電源、IGBT驅(qū)動(dòng)電路及直流電機(jī)組成。控制電路由DSP、PWM信號(hào)輔助生成電路、檢測電路、信號(hào)處理及保護(hù)電路等組成。由DSP產(chǎn)生的兩路PWM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)IGBT，將主電源輸入給電機(jī)，分別進(jìn)行軟啟動(dòng)和勵(lì)磁電壓調(diào)節(jié)，進(jìn)而控制轉(zhuǎn)速，當(dāng)轉(zhuǎn)速反饋達(dá)到給定速度信號(hào)時(shí)，DSP輸出的PWM占空比保持不變，由DSP構(gòu)成的控制系統(tǒng)來實(shí)現(xiàn)的。圖10-17示出了以DSP為核心的穩(wěn)速系統(tǒng)總體組成。2系統(tǒng)組成45

圖10-17系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖圖10-17系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖463直流電機(jī)的調(diào)速方法直流電機(jī)轉(zhuǎn)速n的表達(dá)式為

式中Ua－電樞端電壓（V）；Ia－電樞電流（A）；－電樞電路總電阻（）；－每極磁通量（Wb）；Ce－與電機(jī)結(jié)構(gòu)有關(guān)的常數(shù)。直流電機(jī)轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)方法可以分為三種：調(diào)節(jié)電樞電壓，改變電樞電壓是從額定電壓往下降低電壓，使電動(dòng)機(jī)從額定轉(zhuǎn)速向下變速，適用于要求大范圍無級(jí)平滑調(diào)速的系統(tǒng)。改變電機(jī)主磁通，只能減弱磁通，使電動(dòng)機(jī)從額定轉(zhuǎn)速向上變速，屬恒功率調(diào)速方法，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢，雖能無級(jí)平滑調(diào)速，但調(diào)速范圍小。改變電樞電路電阻，在電動(dòng)機(jī)電樞外串電阻進(jìn)行調(diào)速，只能有級(jí)調(diào)速，平滑性差，機(jī)械特性軟，效率低。

3直流電機(jī)的調(diào)速方法474功率電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

PWM斬波器的優(yōu)點(diǎn)最多，需要的濾波裝置很小甚至只利用電樞電感就已經(jīng)足夠，不需要外加濾波裝置。降壓斬波器的原理電路及輸出電壓波形如圖10-18所示，假定晶體管先導(dǎo)通T1秒（忽略晶體管的管壓降，這期間電源電壓全部加到電樞上），然后關(guān)斷T2秒（這期間電樞端電壓為零），如此反復(fù)。電壓Ua為其平均值。圖10-18降壓斬波器原理電路及輸出電壓波形4功率電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)圖10-18降壓斬波器原理電路及輸出48在本系統(tǒng)中由于不要求電機(jī)反向轉(zhuǎn)動(dòng)，因此選擇單管斬波電路即可實(shí)現(xiàn)，本系統(tǒng)兩路單管斬波電路，一路用于電機(jī)軟啟動(dòng)，軟啟動(dòng)結(jié)束后，IGBT功率管完全導(dǎo)通，這樣做的目的是減少啟動(dòng)電流；另一路對(duì)勵(lì)磁電壓進(jìn)行PWM調(diào)節(jié)，以穩(wěn)定轉(zhuǎn)速，斬波器如圖10-19所示。斬波電路由開關(guān)器件（IGBT模塊）及吸收網(wǎng)絡(luò)和續(xù)流二極管組成。主要技術(shù)參數(shù)有輸入電壓、開關(guān)頻率、輸出電壓和輸出電流?？刂葡到y(tǒng)產(chǎn)生的信號(hào)通過驅(qū)動(dòng)電路控制功率管的開通和關(guān)斷，在電機(jī)上得到頻率恒定、脈沖寬度可調(diào)的脈沖電壓，功率開關(guān)管關(guān)斷期間電機(jī)電流通過續(xù)流二極管續(xù)流導(dǎo)通。電路中的電感和電容具有兩個(gè)功能，一個(gè)是使兩路斬波器減小互相干擾，另一個(gè)功能是減小從主電源的脈動(dòng)電流。在本系統(tǒng)中由于不要求電機(jī)反向轉(zhuǎn)動(dòng)，因此選擇單管斬波電路即可實(shí)49圖10-19斬波電路圖10-19斬波電路505IGBT模塊及驅(qū)動(dòng)

目前IGBT已模塊化，功率管采用IGBT模塊，其冷卻安裝面與其內(nèi)部電路電氣絕緣，工作頻率高，減小了驅(qū)動(dòng)電路的復(fù)雜性，容易安裝，使整個(gè)電路結(jié)構(gòu)簡單，安裝和維修方便，同時(shí)集成化的IGBT專用驅(qū)動(dòng)電路也已制造出來，本系統(tǒng)選用惠普公司的HCPL316作為驅(qū)動(dòng)器，其內(nèi)部電路框圖如圖10-20所示。驅(qū)動(dòng)電路如圖10-21所示，DSP產(chǎn)生的PWM信號(hào)從HCPL316的1腳送入，同時(shí)把故障信號(hào)送給DSP。HCPL316的應(yīng)用可參見相關(guān)資料。5IGBT模塊及驅(qū)動(dòng)51圖10-20HCPL316結(jié)構(gòu)框圖圖10-20HCPL316結(jié)構(gòu)框圖52圖10-21IGBT驅(qū)動(dòng)電路HCPL316(同向驅(qū)動(dòng))圖10-21IGBT驅(qū)動(dòng)電路HCPL316(同向驅(qū)動(dòng))536控制電路設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)由DSP（TMS320LF2407）與外部存儲(chǔ)器RAM（IS61LV6416-10T）、微處理器、微控制器方式選擇開關(guān)、FLASH編程電壓輸入、晶振以及仿真接口（JTAG）構(gòu)成。DSP內(nèi)部已有32K字的FlashROM，為了調(diào)試方便，外加了程序RAM，在程序經(jīng)多次調(diào)試，成熟可靠時(shí)寫入內(nèi)部FlashROM。DSP片上有544字的雙口RAM（DARAM），可全部配置到數(shù)據(jù)空間，將程序中所用的變量全部分配到雙口RAM中，以提高處理速度。6控制電路設(shè)計(jì)54圖10-22DSP系統(tǒng)原理圖圖10-22DSP系統(tǒng)原理圖55電機(jī)的轉(zhuǎn)速反饋信號(hào)為正弦信號(hào)，因此必須把信號(hào)處理為矩形脈沖信號(hào)，送給DSP的捕獲單元來捕獲轉(zhuǎn)速脈沖，進(jìn)而確定電機(jī)轉(zhuǎn)速。其轉(zhuǎn)速信號(hào)處理電路如圖10-23所示，由圖10-23可知，速度反饋信號(hào)通過V4A和V4B進(jìn)行兩級(jí)濾波放大，把信號(hào)中的尖峰信號(hào)濾掉，處理后的信號(hào)送入比較器V4C，得到方波信號(hào)，為了消除小脈沖干擾，采用V3A和V11A數(shù)字電路進(jìn)行小脈寬消除，轉(zhuǎn)速反饋信號(hào)變成方波信號(hào)，方波信號(hào)輸入到DSP的捕獲端，實(shí)現(xiàn)對(duì)速度的捕獲。

電機(jī)的轉(zhuǎn)速反饋信號(hào)為正弦信號(hào)，因此必須把信號(hào)處理為矩形脈沖信56圖10-23轉(zhuǎn)速信號(hào)處理電路圖10-23轉(zhuǎn)速信號(hào)處理電路577控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)控制程序由主程序、ADC中斷、捕獲單元中斷、定時(shí)器溢出中斷、功率保護(hù)中斷及速度調(diào)節(jié)子程序等組成。主程序主程序流程圖主程序完成上電初始化，如鎖相環(huán)、看門狗、事件管理單元CAP和PWM、ADC模塊的初始化，建立和分配各種初始化數(shù)據(jù)區(qū)。為了在初始化的過程中，防止中斷的意外到來，應(yīng)在主程序的開始處關(guān)中斷，完成初始化后，打開中斷。主程序的流程圖如圖10-25所示。7控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)58

圖10-25主程序流程圖圖10-25主程序流程圖59PWM波形的產(chǎn)生本系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，由于要求電機(jī)軟起動(dòng)，這就要求電樞電壓緩慢展開，同時(shí)還要調(diào)節(jié)勵(lì)磁電壓來控制轉(zhuǎn)速，這就要求TMS320LF2407要發(fā)出兩路驅(qū)動(dòng)IGBT的波形，這兩路波形的產(chǎn)生通過通用定時(shí)器模塊的T1PWM和T2PWM來實(shí)現(xiàn)。與這兩路PWM信號(hào)有關(guān)的事件管理寄存器有GPTCONA、T1CNT、T1CMPR、T1PR，T2CNT、T2CMPR、T2PR。可選用連續(xù)增或連續(xù)增/減計(jì)數(shù)模式來產(chǎn)生PWM輸出。選用連續(xù)增計(jì)數(shù)模式時(shí)可產(chǎn)生邊沿觸發(fā)或非對(duì)稱PWM波形；選用連續(xù)增/減計(jì)數(shù)模式時(shí)可產(chǎn)生對(duì)稱PWM波形。本系統(tǒng)選用連續(xù)增計(jì)數(shù)模式，PWM波形產(chǎn)生流程圖如圖10-26所示。PWM波形的產(chǎn)生60

圖10-26PWM波形產(chǎn)生流程圖返回圖10-26PWM波形產(chǎn)生流程圖返回61§10.4高頻弧焊電源設(shè)計(jì)一臺(tái)完善的逆變弧焊電源的主電路框圖10-29如圖所示，包括電磁干擾濾波器、輸入整流器、輸入濾波器、DC／AC變換器、高頻變壓器、輸出整流器、輸出濾波器。圖10-29逆變弧焊電源工作原理簡圖§10.4高頻弧焊電源設(shè)計(jì)一臺(tái)完善的逆變弧焊電源的主電路62一定長度的電弧，在穩(wěn)定狀態(tài)下電弧電壓uf與電弧電流if之間的關(guān)系，稱為焊接電弧的靜特，焊接電弧的靜特性近似呈U形曲線，故也稱U形特性，如圖10-30所示。在正常使用范圍內(nèi)，并不包括電弧靜特性曲線的所有部分，手工弧焊工作在靜特性的平特性段，即電弧電壓只隨弧長而變化，與焊接電流關(guān)系很小。圖10-30電弧的電壓、電流特性一定長度的電弧，在穩(wěn)定狀態(tài)下電弧電壓uf與電弧電流if之間的63在電源焊接過程中，弧焊逆變器起供電作用，電弧作為供電對(duì)象，從而構(gòu)成“逆變器一電弧”系統(tǒng)，能在給定電弧電壓和電流下，維持長時(shí)間的連續(xù)電弧放電，保持靜態(tài)平衡。手工弧焊中，一般是工作于電弧靜特性的平特性段上，因此對(duì)弧焊的逆變器最好采用恒流帶外拖特性的逆變器，其空載電壓盡可能地高，同時(shí)考慮經(jīng)濟(jì)性和人身安全，對(duì)空載電壓加以限制，圖10-31是兩種恒流帶外拖特性的示意圖。

圖10-31手弧焊逆變器外特性在電源焊接過程中，弧焊逆變器起供電作用，電弧作為供電對(duì)象，從641技術(shù)指標(biāo)輸入電壓：380V±10%；額定暫載率：60%；焊接電流范圍：5-160A；工作電壓：10-40V；輸出空載電壓：50-60V；額定電流：160A；效率：80%-90%；功率因數(shù)：0.9。

1技術(shù)指標(biāo)652主電路設(shè)計(jì)

逆變電源主電路是指逆變電源的強(qiáng)電回路，弧焊逆變電源組成包括電磁干擾濾波器、輸入整流器、輸入濾波器、DC／AC變換器、高頻變壓器、輸出整流器。輸出功率：輸入功率：式中：為逆變器效率，為占空比。三相輸入整流電壓約為520V，則最大輸入開關(guān)電流：留50％安全余量，選用50A的IGBT模塊作為全橋的功率開關(guān)器件。型號(hào)：2MBl50N-120，主要技術(shù)參數(shù)：額定電流50A，額定電壓1200V，工作頻率20KHZ。輸入整流一般采用模塊式三相整流橋，為保證整可靠性，一般留有50％的余量，并充分考慮散熱問題。選用50A三相整流模塊，型號(hào)DF50AA-16。2主電路設(shè)計(jì)66濾波電容選取。假設(shè)50Hz電源停電或漏掉一個(gè)周期波形，希望輸出電壓仍能維持一段時(shí)間再開始下降，取電源輸出保持時(shí)間為10，直流電壓降低80V，根據(jù)能量守恒定律，在期間輸出的能量是由輸入濾波電容釋放的能量供給的，故濾波電容：選用500V/2200兩個(gè)并聯(lián)。濾波電容選取。假設(shè)50Hz電源停電或漏掉一個(gè)周期波形，希望輸67設(shè)計(jì)高頻變壓器。選磁芯1）變壓器計(jì)算功率的計(jì)算變壓器工作時(shí)磁芯所需的功率容量為變壓器計(jì)算功率。本設(shè)計(jì)主電路結(jié)構(gòu)采用全橋結(jié)構(gòu)、輸出整流采用全波整流，故：其中：PO為直流輸出功率，單位W；Pt為變壓器計(jì)算功率，單位W。設(shè)計(jì)高頻變壓器。682）確定工作磁感應(yīng)強(qiáng)度工作磁感應(yīng)強(qiáng)度是變壓器設(shè)計(jì)中的一個(gè)重要磁性參數(shù)，與磁芯結(jié)構(gòu)形式、材料性能、工作頻率、功率大小等因素有關(guān)。鐵氧體工作磁感應(yīng)強(qiáng)度T為0．15～0．25，選取0．175。3）選擇電流密度系數(shù)EC型在溫升為25度時(shí)為3664）確定窗口占空系數(shù)初次級(jí)繞組銅線在磁芯窗口面積中所占的比值稱為窗口系數(shù)，取窗口系數(shù)為0.4。

2）確定工作磁感應(yīng)強(qiáng)度695）確定磁芯尺寸式中：AP為磁芯面積乘積，Ac為磁芯截面積，AM為磁芯窗口截面積。式中：Pt為變壓器計(jì)算功率；Bm為工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，f為工作頻率，Kw為窗口占空系數(shù)，KJ為電流密度系數(shù)。根據(jù)上述計(jì)算選擇磁芯型號(hào)：E-36，其Ac=13，AM=13.32，符合設(shè)計(jì)要求。5）確定磁芯尺寸70計(jì)算繞組匝數(shù)1）初級(jí)繞組匝數(shù)式中：W1為初級(jí)繞組匝數(shù)；Bm為工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，Up1為初級(jí)電壓幅值，Ac為磁芯截面積，Ton為初級(jí)輸入脈沖電壓寬度。本設(shè)計(jì)占空比為0．72；開關(guān)頻率為20KHZ，故Ton：17.5us計(jì)算繞組匝數(shù)712）次級(jí)繞組匝數(shù)由技術(shù)指標(biāo)，弧焊逆變器輸出空載電壓為50~60V，占空比為0.7?？紤]到整流壓降、繞組壓降等，取4匝。式中：W1為次級(jí)繞組匝數(shù)；W2為初級(jí)繞組匝數(shù)；UP1為初級(jí)電壓幅值；UP2為初級(jí)電壓幅值。2）次級(jí)繞組匝數(shù)72確定電流密度考慮到設(shè)計(jì)中已留有余量選J=2，J為電流密度，KJ為電流密度系數(shù)，選擇導(dǎo)線初級(jí)繞組：次級(jí)繞組：趨膚效應(yīng)：有效截面的減小可用穿透深度來表示：式中，——穿透深度，f——電流頻率，導(dǎo)線直徑要小于兩倍穿透深度，因此采用多股導(dǎo)線。

確定電流密度73輸出濾波器采用電感。為保持負(fù)載電流的連續(xù)性，應(yīng)按負(fù)載電流最小時(shí)保證電流連續(xù)3控制電路設(shè)計(jì)

由自動(dòng)控制原理，要穩(wěn)定那個(gè)參量就要負(fù)反饋那個(gè)參量。因此采用電流負(fù)反饋實(shí)現(xiàn)恒流特性。有兩種外拖特性，一種是下傾斜線，一種是階梯曲線。方案采用電流反饋及最小脈寬限制以實(shí)現(xiàn)階梯曲線的外拖。輸出濾波器采用電感。為保持負(fù)載電流的連續(xù)性，應(yīng)按負(fù)載電流最小74如圖10-34所示，a段是電弧工作段，為恒流特性，其值可均勻調(diào)節(jié)，由于采用恒流控制，使得焊接過程中電弧十分穩(wěn)定。a段的獲取是通過電流負(fù)反饋閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)的。c段為短路特性，其值可以根據(jù)需要調(diào)節(jié)，以此調(diào)節(jié)電弧推力電流。b段為恒壓特性，為工作段與短路特性的過渡段，其值一般設(shè)置在正常焊接電弧電壓下，保證焊接過程中，處于正常工作狀態(tài)下的焊接電弧不會(huì)進(jìn)入c段短路特性而造成電弧電流的波動(dòng)，影響電弧的穩(wěn)定性。圖10-34階梯曲線的外拖如圖10-34所示，a段是電弧工作段，為恒流特性，其值可均勻75b段的獲取原理如下所述，在控制電路中設(shè)置最小脈寬控制電路，即預(yù)先設(shè)定某一個(gè)最小脈寬，脈寬減小到Tmin時(shí)，此時(shí)即使電弧負(fù)載進(jìn)一步減小，脈寬也不再減小，恒定在Tmin。由于逆變電源的輸出電壓于脈沖寬度成正比，所以當(dāng)最小脈寬Tmin確定后，即最小脈寬限制電路起作用后，電源輸出電壓將恒定不變，自然形成b段平等特性。c段短特性是采用門限控制電路來實(shí)現(xiàn)的，在電路中預(yù)先設(shè)置某個(gè)電流門限值Ic。當(dāng)負(fù)載進(jìn)入b段特性或短路時(shí)，電流增加，電流信號(hào)的取樣與Ic比較，電流超過Ic時(shí)，關(guān)閉PWM的電路的輸出，輸出電流隨之開始下降，當(dāng)降到小于Ic以上后，保護(hù)電路自動(dòng)恢復(fù)PWM電路的輸出，如此反復(fù)，即實(shí)現(xiàn)了c段短路特性的控制。c段特性這種控制方法的設(shè)計(jì)優(yōu)點(diǎn)在于，既控制了電源外特性，還能起到瞬時(shí)過流保護(hù)作用，可靠地保證了焊機(jī)的安全作用。上述這種采用閉環(huán)與門限綜合控制電源外特性的具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，可對(duì)焊接電弧進(jìn)行精確控制。b段的獲取原理如下所述，在控制電路中設(shè)置最小脈寬控制電路，即76圖10-35為主電路圖，設(shè)計(jì)了減小上電沖擊的保護(hù)電路，采用接觸器和充電電阻，電源接通后，通過向電容和充電，當(dāng)電容電壓接近整流輸出電壓500V時(shí)，控制接觸器吸合，電阻短接，完成了限制上電電流的的功能；同時(shí)也限制了電容最大充電電流，保護(hù)了電容；電容和所并聯(lián)的電阻為分壓電阻，確保兩個(gè)電容各自承擔(dān)電源電壓；每個(gè)IGBT連接了阻容吸收電路，限制關(guān)斷時(shí)刻的電壓尖峰；由于輸出電壓較低，輸出采用全部整流。圖10-35為主電路圖，設(shè)計(jì)了減小上電沖擊的保護(hù)電路，采用77圖10-35主電路圖圖10-35主電路圖7810-36為控制電路圖，控制電路包括推力電流調(diào)解、電流反饋、電流取樣前沿尖峰消取、最小脈寬限制、過流保護(hù)等電路，驅(qū)動(dòng)電路可選用HCPL316或EXB841，此處不再敘述，詳細(xì)設(shè)計(jì)可參見相關(guān)資料。10-36為控制電路圖，控制電路包括推力電流調(diào)解、電流反饋、79

圖10-36控制電路圖返回圖10-36控制電路圖返回80第10章幾種應(yīng)用設(shè)計(jì)舉例§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)§10.2直流電機(jī)調(diào)速§10.3基于DSP的直流電機(jī)弱磁調(diào)速示例§10.4高頻弧焊電源設(shè)計(jì)返回第10章幾種應(yīng)用設(shè)計(jì)舉例§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)返回81§10.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)小靈通(PHS)的基站基本上由市電供電，需要電力部門、基站所在單位或市民配合，電力檢修或電網(wǎng)故障會(huì)造成服務(wù)中斷，給小靈通的正常運(yùn)行造成極大的困難，阻礙了小靈通的發(fā)展，嚴(yán)重地?fù)p害了小靈通運(yùn)營商的信譽(yù)和小靈通用戶的利益。通信電源典型的配電方式有市電和UPS、市電和發(fā)電機(jī)，由于小靈通基站多，不可能為每一個(gè)基站配備UPS或發(fā)電機(jī)，為了保證基站供電安全，若對(duì)基站供電采用采用遠(yuǎn)程直流供電，即市電工作正常時(shí)，利用市電供電，市電停電后，利用小靈通基站的空余線對(duì)進(jìn)行直流遠(yuǎn)供，這種方式成本較低可靠性高，室外維護(hù)量小，可以保證小靈通的通訊需要?！?0.1小靈通基站電源設(shè)計(jì)小靈通(PHS)的基站基本上821技術(shù)指標(biāo)輸入電壓:41-57Vdc；輸入電流:<5A；轉(zhuǎn)換效率≥85%；輸出電壓:220Vdc±20%；輸出電流：500mA；電壓調(diào)整率：整定值±0.2%；輸出紋波電壓峰-峰值小于200mV；過載保護(hù):輸出功率>120%額定功率時(shí)切斷輸出,自恢復(fù)；開路保護(hù):輸出電流≤50mA時(shí)自動(dòng)關(guān)斷,自恢復(fù)；1技術(shù)指標(biāo)832基于UC3846的電源設(shè)計(jì)DC/DC變換器主電路拓?fù)溆姓⒎醇な?、推挽式、半橋式和全橋式等?？刂菩酒姆N類也非常多，主要分為電流控制型與電壓控制型兩大類。圖10-1示出了采用電流型PWM控制器的全橋DC-DC變換器的原理電路?？刂齐娐钒瑑蓚€(gè)反饋環(huán)節(jié)：峰值電流的內(nèi)環(huán)反饋和輸出電壓的外環(huán)反饋，外環(huán)誤差放大器OP的輸出作為內(nèi)環(huán)的給定，由于峰值電流型變換器在占空比大于0.5時(shí)會(huì)出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象，需要斜坡補(bǔ)償，在峰值電流取樣信號(hào)（電感電流取樣信號(hào)）上按一定的補(bǔ)償系數(shù)疊加振蕩器產(chǎn)生的震蕩信號(hào)。內(nèi)環(huán)和外環(huán)共同作用根據(jù)輸入電壓和負(fù)載的變化情況調(diào)整占空比D，保證輸出電壓Vo的穩(wěn)定。選用全橋式DC/DC變換器作為主電路，電流型PWM控制芯片UC3846作為該系統(tǒng)的控制單元。

2基于UC3846的電源設(shè)計(jì)84圖10-1峰值電流型PWM控制的全橋DC-DC變換器的原理電路圖10-1峰值電流型PWM控制的全橋DC-DC變換器的原理851）控制電路設(shè)計(jì)UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖如圖10-2所示，它專門設(shè)計(jì)了一個(gè)電流測定放大器，增益為3。誤差放大器E/A（管腳5、6、7）輸出（7腳）經(jīng)二極管和0.5V偏壓后送至比較器反向端，比較器同相端為三倍后的電流測量信號(hào)。注意振蕩器的鋸齒波信號(hào)沒有輸入比較器，因此比較器后增設(shè)一個(gè)鎖存器。關(guān)斷信號(hào)與350mV電壓比較后，也送到鎖存器，鎖存器由鋸齒波作為復(fù)位時(shí)鐘脈沖。另外，振蕩器具有可變死區(qū)時(shí)間控制和外同步能力。電流限制1端電平可由外電路限定，由它影響誤差放大器的電壓輸出值?；鶞?zhǔn)電壓精度達(dá)1%，振蕩器頻率可達(dá)1MHz，因此脈寬調(diào)制器A、B輸出端的工作頻率可達(dá)500KHz。1）控制電路設(shè)計(jì)86圖10-2UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖圖10-2UC1846的內(nèi)部結(jié)構(gòu)方框圖87電流測定放大器輸出由內(nèi)電路限定在3.5V，因此，電流取樣的入最大電壓值為1.2，根據(jù)1.2V數(shù)值可以選定電流測定環(huán)節(jié)參數(shù)。當(dāng)使用電阻測定電流時(shí)，阻值：IPK即為電感電流的峰值。也可以用電流傳感器測量電流，得到電壓加在3、4端。如果電感電流有瞬態(tài)尖峰，則應(yīng)加入小電容——電阻進(jìn)行濾波。電流測定放大器輸出由內(nèi)電路限定在3.5V，因此，電流取樣的入88UC1846的電流限制方式是它的突出優(yōu)點(diǎn)之一，它限制尖峰電流的能力特別強(qiáng)，可以實(shí)現(xiàn)電流逐個(gè)脈沖比較，即對(duì)每個(gè)脈沖電流檢測限定。圖10-3示出電流測定、限制調(diào)整的工作原理?；鶞?zhǔn)電壓經(jīng)電阻R1，R2到地，故當(dāng)E/A誤差放大器輸出電壓為VP1+0.5時(shí)（0.5V為Tr導(dǎo)通所需電壓），晶體管將導(dǎo)通。因此，電流限制1端的電壓給定值即給定了E/A的限幅值。此限幅值的1/3，即應(yīng)為電流測定電阻Rs的電壓值。因此，使比較器翻轉(zhuǎn)的閥值電壓為；Rs的兩端電壓超過VRS值時(shí)，UC1846PWM比較器將輸出鎖閉，相應(yīng)此時(shí)的電感峰值電流為：

UC1846的電流限制方式是它的突出優(yōu)點(diǎn)之一，它限制尖峰電89圖10-3電流測定、限定調(diào)整的工作原理圖10-3電流測定、限定調(diào)整的工作原理90振蕩器的頻率：

RT的值從1k--500k。CT的值不能小于100P。增大CT的值，增大鋸齒波下降時(shí)間，即死區(qū)增大。一般可選=1000P，如果多片UC1846工作需要同步時(shí)，則只要在一個(gè)UC1846上裝上RT、CT元件，并把他的同步端連接到所有的UC1846的同步端上即可。使用時(shí)在R2兩端并聯(lián)電容CS可起軟啟動(dòng)控制的作用。振蕩器的頻率：912）主電路設(shè)計(jì)全橋電路對(duì)角的兩個(gè)功率晶體管作為一組，每組同時(shí)接通或斷開，兩組開關(guān)輪流工作，中間有死區(qū)，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，四個(gè)開關(guān)將均處與斷開狀態(tài)。四個(gè)開關(guān)導(dǎo)通占空比值均相等。根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)，最大輸入功率：

最小輸入電壓：41V，則最大輸入脈沖電流：

2）主電路設(shè)計(jì)923）變壓器變比變壓器的原邊電壓：

為POWERMOSFET開通時(shí)的最大飽和壓降；VRL為導(dǎo)線壓降。代入數(shù)值，從左到右依次為：輸出電壓、整流二極管壓降、電感電壓、線損電壓降。因?yàn)檩敵鲭妷簽?，代入?shù)值變壓器初級(jí)和次級(jí)的匝數(shù)比：4）輸出濾波管的設(shè)計(jì)主電路的工作頻率為100KHZ，輸出整流快采用快恢復(fù)二極管，變壓器次級(jí)電流最大值為3）變壓器變比935）驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動(dòng)和隔離驅(qū)動(dòng)兩種方式。采用隔離驅(qū)動(dòng)方式時(shí)需要將驅(qū)動(dòng)電路、控制電路、主電路互相隔離，隔離驅(qū)動(dòng)可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應(yīng)速度快（脈沖的前沿和后沿），原、副邊的絕緣強(qiáng)度高，dv/dt共模干擾抑制能力強(qiáng)。但信號(hào)的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制，因而信號(hào)的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50％，信號(hào)的最小寬度又受磁化電流所限。光電隔離驅(qū)動(dòng)方式，每路驅(qū)動(dòng)都要一組輔助電源，增加了電路的復(fù)雜性，隨著驅(qū)動(dòng)技術(shù)的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅(qū)動(dòng)器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、HCPL316等等，它們均采用的是光電隔離。5）驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)94IR2110是美國國際整流器公司（InternationalRectifierCompany）于1990年前后開發(fā)并投放市場至今獨(dú)家生產(chǎn)的大功率MOSFET專用驅(qū)動(dòng)集成電路。IR2110自舉技術(shù)同時(shí)輸出兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào),驅(qū)動(dòng)逆變橋中高壓側(cè)與低壓側(cè)MOSFET，它的內(nèi)部為自舉工作設(shè)計(jì)了懸浮電源，懸浮電源保證了IR2110直接可用于母線電壓為-4——+500V的系統(tǒng)中來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET。同時(shí)器件本身允許驅(qū)動(dòng)信號(hào)的電壓上升率達(dá)±50V/μs，芯片自身有整形功能，實(shí)現(xiàn)了不論其輸入信號(hào)前后沿陡度如何，都可保證加到被驅(qū)動(dòng)MOSFET柵極上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)前后沿很陡，因而可極大地減少被驅(qū)動(dòng)功率器件的開關(guān)時(shí)間，降低開關(guān)損耗。IR2110的功耗很小，故可極大地減小應(yīng)用它來驅(qū)動(dòng)功率MOS器件時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電路的電源容量。從而可減小柵極驅(qū)動(dòng)電路的體積和尺寸，當(dāng)其工作電源電壓為15V時(shí)，其功耗僅為1.6mW。IR2110的合理設(shè)計(jì)，使其輸入級(jí)電源與輸出級(jí)電源可應(yīng)用不同的電壓值，因而保證了其輸入與CMOS或TTL電平兼容，而輸出具有較寬的驅(qū)動(dòng)電壓范圍，它允許的工作電壓范圍為5-20V。同時(shí)，允許邏輯地與工作地之間有-5--+5V的電位差。IR2110是美國國際整流器公司（International95在IR2110內(nèi)部不但集成有獨(dú)立的邏輯電源實(shí)現(xiàn)與用戶脈沖匹配，而且還集成有滯后和下拉特性的施密特觸發(fā)器作為輸入級(jí)，保證當(dāng)驅(qū)動(dòng)電路電壓不足時(shí)封鎖驅(qū)動(dòng)信號(hào)，防止被驅(qū)動(dòng)功率MOS器件退出飽和區(qū)、進(jìn)入放大區(qū)而損壞?？蓪?duì)輸入的兩個(gè)通道信號(hào)之間產(chǎn)生合適的延時(shí)，保證加到被驅(qū)動(dòng)的同橋臂上的兩個(gè)功率MOS器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間有一互鎖時(shí)間間隔，防止了被驅(qū)動(dòng)的逆變橋中兩個(gè)功率MOS器件同時(shí)導(dǎo)通，防止了直通短路的危險(xiǎn)。IR2110的的最高工作頻率較高，內(nèi)部對(duì)信號(hào)的延時(shí)很小。對(duì)兩個(gè)通道來說，其典型開通延時(shí)為120ns，而關(guān)斷延時(shí)為94ns，且兩個(gè)通道之間的延時(shí)誤差不超過10ns，因而決定了IR2110可用來實(shí)現(xiàn)最高工作頻率大于1MHz的門極驅(qū)動(dòng)。IR2110的輸出級(jí)采用推挽結(jié)構(gòu)來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET，輸出最大為2A的驅(qū)動(dòng)電流，且開關(guān)速度較快，當(dāng)所驅(qū)動(dòng)的功率MOS器件的柵極等效電容為1000pF時(shí)，該開關(guān)時(shí)間的典型值為25ns。IR2110原理圖見圖10-4。從圖可見，其內(nèi)部集成有一個(gè)邏輯信號(hào)輸入級(jí)及兩個(gè)獨(dú)立的、分別以高電壓、低電壓為基準(zhǔn)的輸出通道，它的主要構(gòu)成有三個(gè)獨(dú)立的施密特觸發(fā)器、兩個(gè)RS觸發(fā)器、兩個(gè)Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換器、一個(gè)脈沖放大環(huán)節(jié)、一個(gè)脈沖濾波環(huán)節(jié)、一個(gè)高壓電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)及兩個(gè)或非門、六個(gè)MOS場效應(yīng)晶體管、一個(gè)具有反相輸出的與非門、一個(gè)反向器和一個(gè)邏輯網(wǎng)絡(luò)。在IR2110內(nèi)部不但集成有獨(dú)立的邏輯電源實(shí)現(xiàn)與用戶脈沖匹96圖10-4IR2110的原理圖圖10-4IR2110的原理圖97兩個(gè)輸出通道（上通道及下通道）的控制脈沖通過邏輯電路與輸入信號(hào)相對(duì)應(yīng)，當(dāng)保護(hù)信號(hào)（SD）輸入端為低電平時(shí)，同相輸出的施密特觸發(fā)器輸出為低電平，兩個(gè)RS觸發(fā)器的置位信號(hào)無效，兩或非門的輸出跟隨HIN及LIN變化；而當(dāng)SD端輸入為高電平時(shí)，因施密特觸發(fā)器輸出高電平，兩個(gè)RS觸發(fā)器置位，兩或非門輸出恒為低電平，HIN及LIN輸入信號(hào)無效，此時(shí)即使SD變?yōu)榈碗娖剑捎赗S觸發(fā)器由Q端維持高電平，兩或非門輸出將保持低電平，直到施密特觸發(fā)器輸出脈沖的上升沿到來，兩個(gè)或非門才因RS觸發(fā)器翻轉(zhuǎn)為低電平而跟隨HIN及LIN變化。由于邏輯輸入級(jí)中的施密特觸發(fā)器具有一定的滯后，因而整個(gè)邏輯輸入級(jí)具有良好的抗干擾能力，并可接受上升時(shí)間較長的輸入信號(hào)，再則邏輯電路以其自身的邏輯電源為基準(zhǔn)，這就決定了邏輯電源可用比輸出電源電壓低得多的電源。兩個(gè)輸出通道（上通道及下通道）的控制脈沖通過邏輯電路與輸入信98為了將邏輯信號(hào)電平轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵鲵?qū)動(dòng)信號(hào)電平，片內(nèi)設(shè)置兩個(gè)抗干擾性能很好的Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換電路，該電路的邏輯地電位（Vss）和功率電路地電位（COM）之間允許有+/-5V的額定偏差，因此決定了邏輯電路不受輸出驅(qū)動(dòng)開關(guān)動(dòng)作而產(chǎn)生的耦合干擾的影響。集成于片內(nèi)下通道內(nèi)的延時(shí)網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)通道的傳輸延時(shí)，此種結(jié)構(gòu)簡化了控制電路時(shí)間上的要求。兩個(gè)通道分別應(yīng)用了兩個(gè)相同的推挽式低阻場效應(yīng)晶體管，該兩個(gè)場效應(yīng)晶體管分別有兩個(gè)N溝道的MOSFET驅(qū)動(dòng)，因而其輸出峰值電流可達(dá)2A以上。為了將邏輯信號(hào)電平轉(zhuǎn)變?yōu)檩敵鲵?qū)動(dòng)信號(hào)電平，片內(nèi)設(shè)置兩個(gè)抗干擾99對(duì)于上通道，開通和關(guān)斷脈沖分別由HIN的上升和下降沿觸發(fā)，用以驅(qū)動(dòng)電平轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換器接著又對(duì)工作于懸浮電位上的RS觸發(fā)器進(jìn)行置位或復(fù)位，這便是以地電位為基準(zhǔn)的HIN信號(hào)的電平轉(zhuǎn)換為懸浮電位的過程。由于Vs端快速dV/dt瞬變產(chǎn)生的RS觸發(fā)器的誤觸發(fā)可以通過一個(gè)鑒別電路與正常的下拉脈沖有效地區(qū)別開來，這樣，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保證了上通道的電平轉(zhuǎn)換電路即使在Vs端電壓降到比COM端還低4V時(shí)仍能正常工作。對(duì)于下通道，由于正常時(shí)SD為低電平、Vcc不欠壓，所以施密特觸發(fā)器的輸出跟隨LIN而變化，此信號(hào)經(jīng)下通道中的Vdd/Vcc電平轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換后加給延時(shí)網(wǎng)絡(luò)，由延時(shí)網(wǎng)絡(luò)延時(shí)一定的時(shí)間后加到與非門電路，其同相和反向輸出分別用來控制兩個(gè)互補(bǔ)輸出級(jí)中的低阻場效應(yīng)晶體管驅(qū)動(dòng)級(jí)中的MOS管，當(dāng)Vcc低于電路內(nèi)部整定值時(shí)，下通道中的欠壓檢測環(huán)節(jié)輸出，在封鎖下通道的同時(shí)封鎖上通道的脈沖產(chǎn)生環(huán)節(jié)，使整個(gè)芯片的輸出被封鎖；而當(dāng)Vb欠電壓時(shí)，則上通道中的欠電壓檢測環(huán)節(jié)輸出僅封鎖上通道的輸出脈沖。IR2110的典型應(yīng)用連接圖見圖10-5。通常，它的輸出級(jí)的工作電源是一懸浮電源，這是通過一種自舉技術(shù)由固定的電源得來的。充電二極管VD的耐壓能力必須大于高于母線的峰值電壓，為了減小功耗，推薦采用快恢復(fù)的二極管。對(duì)于上通道，開通和關(guān)斷脈沖分別由HIN的上升和下降沿觸發(fā)，用100

圖10-5IR2110典型連接圖圖10-5IR2110典型連接圖101為了向需要開關(guān)的容性負(fù)載提供瞬態(tài)電流，應(yīng)用中應(yīng)在Vcc和COM間、Vdd和Vss間連接兩個(gè)旁路電容，這兩個(gè)電容及Vb和Vs間的儲(chǔ)能電容都要與器件就近連接。建議Vcc上的旁路電容用一個(gè)0.1μF的陶瓷電容和一個(gè)1μF的膽電容并聯(lián)，電源Vdd上有一個(gè)0.1μF的陶瓷電容就足夠了。功率的MOSFET或IGBT可在輸出處串一個(gè)柵極電阻，柵極電阻的值依賴于電磁兼容（EMC）的需要、開關(guān)損耗及其最大允許dV/dt值。為了向需要開關(guān)的容性負(fù)載提供瞬態(tài)電流，應(yīng)用中應(yīng)在Vcc和CO102由于電平轉(zhuǎn)換損耗通常比漏電損耗要大得多，因而靜態(tài)損耗通常可忽略。實(shí)驗(yàn)證明：當(dāng)VB為定值時(shí)，對(duì)容性負(fù)載來說，在一定的工作溫度下，隨著被驅(qū)動(dòng)的MOSFET或IGBT工作開關(guān)頻率的提高，在固定的高壓母線電壓下，開關(guān)損耗值將線性增大，并且隨著被驅(qū)動(dòng)的MOSFET或IGBT工作電路中高壓母線電壓的提高，開關(guān)損耗亦增大，并且隨著容性負(fù)載電容值的增大而增大，實(shí)際上，在電平轉(zhuǎn)換期間，Vs是變化的。自舉電容C依賴于開關(guān)頻率，占空比和功率MOSFET或IGBT柵極的充電需要，應(yīng)注意的是電容兩端電壓不允許低于欠電壓封鎖臨界值，否則將產(chǎn)生保護(hù)性關(guān)斷。具體說來，自舉電容大小取決于MOSFET的門極充電電荷、最大導(dǎo)通時(shí)間、最小導(dǎo)通時(shí)間。由于電平轉(zhuǎn)換損耗通常比漏電損耗要大得多，因而靜態(tài)損耗通?？珊?03a門極充電電荷IGBT和POWERMOSFET具有相似的門極特性，開同時(shí)需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5V的壓降（包括二極管的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓通常3～5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時(shí)對(duì)應(yīng)的自舉電容可用下式表示：式中，Qg為MOSFET導(dǎo)通需要的門極電荷。a門極充電電荷104b最長導(dǎo)通時(shí)間在選擇自舉電容大小時(shí)，應(yīng)考慮懸浮驅(qū)動(dòng)的最長導(dǎo)通時(shí)間ton(max)。門極電壓必須在最長導(dǎo)通時(shí)間末期保持足夠的幅置，使MOSFET充分導(dǎo)通，假定自舉電容輸出穩(wěn)態(tài)電流為IQBS，則C可寫為

c最小導(dǎo)通時(shí)間在自舉電容的充電路徑上，雜散阻抗影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠獲得充足夠的電荷，以滿足自舉電容所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。因此，在選擇自舉電容大小時(shí)，應(yīng)綜合考慮懸浮驅(qū)動(dòng)的最寬導(dǎo)通時(shí)間ton(max)和最窄導(dǎo)通時(shí)間ton(min)。導(dǎo)通時(shí)間既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。根據(jù)功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性對(duì)導(dǎo)通時(shí)間進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。對(duì)于5KHz以上的開關(guān)應(yīng)用，自舉電容通常采用0.1μF的電容是合適的。b最長導(dǎo)通時(shí)間105單從驅(qū)動(dòng)MOSFET和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負(fù)偏置。門極驅(qū)動(dòng)電壓等于零完全可以保證器件正常關(guān)斷。但在有些情況下，負(fù)偏置是必要的。這是因?yàn)楫?dāng)器件關(guān)斷時(shí)，其集電極－發(fā)射極之間的dv/dt過高時(shí)，將通過集電極－柵極之間的（密勒）電容以尖脈沖的形式向柵極饋送電荷，使柵極電壓升高，而IGBT的門檻電壓通常是3～5V左右，一旦尖脈沖的高度和寬度達(dá)到一定的水平，功率器件將會(huì)誤導(dǎo)通，造成災(zāi)難性的后果。而采用柵極負(fù)偏置，可以較好地解決這個(gè)問題。單從驅(qū)動(dòng)MOSFET和IGBT的角度考慮，均不需要柵極負(fù)偏置1067）MOSFET功率開關(guān)器件的散熱計(jì)算在大功率高頻電源等設(shè)備中功率開關(guān)器件的電能損耗尤顯突出，這部分消耗功率會(huì)轉(zhuǎn)變?yōu)闊崃渴构β势骷苄景l(fā)熱、結(jié)溫升高，如果不能及時(shí)、有效的將此熱量釋放，就會(huì)影響到器件的工作性能，從而降低系統(tǒng)工作的可靠性，甚至損壞器件。因此熱設(shè)計(jì)愈加成為電力電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)的關(guān)鍵一環(huán)。在盡量通過優(yōu)化設(shè)計(jì)等方式而減少功率開關(guān)發(fā)熱量的同時(shí)，一般還需要通過散熱器利用傳導(dǎo)、對(duì)流、輻射的傳熱原理，將器件產(chǎn)生的熱量快速釋放到周圍環(huán)境中去，以減少內(nèi)部熱累積，使元件工作溫度降低。進(jìn)行功率器件及功率模塊散熱計(jì)算的目的，就是在確定的散熱條件下選擇合適的散熱器，以保證器件或模塊安全、可靠地工作。散熱器的設(shè)計(jì)必須顧及使用環(huán)境、條件，以及元件允許的工作溫度等多種參數(shù)。但是對(duì)散熱器的傳熱分析目前國內(nèi)外都還研究得很不夠，工程應(yīng)用中的設(shè)計(jì)大多是憑經(jīng)驗(yàn)選取，并作相應(yīng)的核校計(jì)算。7）MOSFET功率開關(guān)器件的散熱計(jì)算107單位時(shí)間內(nèi)功率器件所消耗的電能稱作為器件的功率損耗。器件的功率消耗將導(dǎo)致其結(jié)溫升高從而產(chǎn)生了散熱冷卻的要求；而散熱器在單位時(shí)間內(nèi)所散發(fā)出的熱能量叫耗散功率。在設(shè)備正常穩(wěn)定工作時(shí)，器件的功率損耗和散熱器的耗散功率將達(dá)到平衡，器件的溫度也不會(huì)繼續(xù)升高，即系統(tǒng)達(dá)到了熱平衡狀態(tài)。在系統(tǒng)的熱設(shè)計(jì)中就正是根據(jù)能達(dá)到熱平衡狀態(tài)時(shí)的功率參數(shù)來確定散熱器應(yīng)當(dāng)具備的相關(guān)參數(shù)，因此在設(shè)計(jì)過程中一般先根據(jù)相關(guān)數(shù)據(jù)手冊(cè)和實(shí)際電路工作參數(shù)來計(jì)算出功率器件的功率損耗，然后以此作為依據(jù)計(jì)算散熱器相關(guān)參數(shù)。而功率器件的功率損耗一般包括器件的通態(tài)損耗、開關(guān)損耗、斷態(tài)漏電流損耗。功率器件在開關(guān)過程中消耗在驅(qū)動(dòng)控制板上的功率以及在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)維持一定的柵極電壓、電流所消耗的功率稱為開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)損耗。一般情況下，這部分的功率損耗與器件的其他部分損耗相比可以忽略不計(jì)，但對(duì)于GTO、GTR等通態(tài)電流比較大的功率器件則需要特殊考慮。單位時(shí)間內(nèi)功率器件所消耗的電能稱作為器件的功率損耗。器件的功108在較大功率的電力電子設(shè)備中，為了提高散熱效果，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作，提高功率器件使用壽命，往往對(duì)電力電子功率器件采用了強(qiáng)迫風(fēng)冷技術(shù)，強(qiáng)迫風(fēng)冷的散熱效果遠(yuǎn)好于自然風(fēng)冷,復(fù)雜性大大低于水冷和油冷。采用強(qiáng)迫風(fēng)冷還可以顯著減小散熱器體積，有利于設(shè)備小型化、輕量化的實(shí)現(xiàn)。在采用強(qiáng)迫風(fēng)冷時(shí)，散熱器的熱阻將會(huì)顯著減小。降低熱阻，提高對(duì)流換熱的途徑主要有：加大散熱器尺寸或者增加散熱片數(shù)量以加大散熱面積；采用更大尺寸或擁有更強(qiáng)風(fēng)力的風(fēng)機(jī)增大空氣流速以增大；通常情況下,選用散熱面積較大的型材散熱器和風(fēng)量較大的風(fēng)機(jī)可以降低散熱器到環(huán)境介質(zhì)的熱阻,但散熱面積的增加和風(fēng)機(jī)風(fēng)量的提高均受裝置體積、重量以及噪音指標(biāo)等限制。由于電力電子器件的小型化和輕量化的發(fā)展趨勢，在散熱器和風(fēng)機(jī)參數(shù)一定的條件下,通過合理的風(fēng)道設(shè)計(jì)，在散熱器表面流場引入紊流是改善散熱的又一有效途徑。合理的風(fēng)道設(shè)計(jì)一般要求引導(dǎo)風(fēng)扇氣流沖擊散熱器表面，適當(dāng)?shù)母淖儦饬髟谏崞鞅砻娴牧鲃?dòng)方向以在散熱器附近流場中形成大的擾動(dòng),從而形成廣泛的紊流區(qū),加強(qiáng)散熱效果,同時(shí)不應(yīng)使氣流壓頭損失過大,流速下降過多,以免降低散熱效果。在較大功率的電力電子設(shè)備中，為了提高散熱效果，保證系統(tǒng)穩(wěn)定工1097)電流取樣尖峰消取圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路由于UC1846為峰值電流取樣，取樣電流信號(hào)前沿尖峰很大，嚴(yán)重時(shí)影響工作，為消取電流取樣的前沿尖峰，設(shè)計(jì)了消取電流取樣的前沿尖峰電路,工作原理如圖10-6所示，信號(hào)如圖10-7所示。圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路7)電流取樣尖峰消取圖10-6消取電流取樣的前沿尖峰電路110圖10-7各點(diǎn)信號(hào)圖10-7各點(diǎn)信號(hào)1119）系統(tǒng)設(shè)計(jì)綜上所考慮，小靈通基站電源的系統(tǒng)電路圖如圖10-8所示。由功率電路（主電路，包括輸入EMI，H橋，輸出整流濾波）、控制電路（包括UC3846、電壓取樣電路、電流取樣尖峰消取電路）和驅(qū)動(dòng)電路（IR2110驅(qū)動(dòng)）組成。9）系統(tǒng)設(shè)計(jì)112圖10-8略去保護(hù)電路的小靈通基站電源電路圖返回圖10-8略去保護(hù)電路的小靈通基站電源電路圖返回113§10.2直流電機(jī)調(diào)速1專用集成電路UC3637控制器電路設(shè)計(jì)UC3637是直流電動(dòng)機(jī)脈寬調(diào)制（PWM）控制器。該集成電路用于開環(huán)或閉環(huán)直流電動(dòng)機(jī)速度控制。輸出兩路PWM脈沖信號(hào)，這兩路信號(hào)與誤差電壓信號(hào)的幅值成正比，且與極性相關(guān)，可構(gòu)成雙向的調(diào)速系統(tǒng)。該控制器還可以用于其他電動(dòng)機(jī)PWM控制，例如無刷直流電動(dòng)機(jī)PWM速度控制、位置控制等。1）UC3637的特點(diǎn)單電源或雙電源工作，±2.5V—±20V；雙路PWM信號(hào)輸出，驅(qū)動(dòng)電流能力為100mA；限流保護(hù)；欠電壓封鎖；有溫度補(bǔ)償，2.5V閾值的關(guān)機(jī)控制。2）結(jié)構(gòu)與功能UC3637結(jié)構(gòu)功能圖如圖10-9，可以看出UC3637主要由下列幾部分組成：三角波發(fā)生器：CP，CN，S1，SR1；PWM比較器：CA，CB；輸出控制門：NA，NB；限流電路：CL，SRA，SRB；誤差放大器：EA；關(guān)機(jī)比較器：CS；欠電壓封鎖電路：UVL。

§10.2直流電機(jī)調(diào)速1專用集成電路UC3637控制器電路114圖10-9UC3637的結(jié)構(gòu)功能圖圖10-9UC3637的結(jié)構(gòu)功能圖115如圖10-10所示，在正電源和負(fù)電源之間串接R1、R2、R3三個(gè)電阻（其中R1=R3），兩個(gè)分壓點(diǎn)分別接(１腳)和(3腳)，作為閾值電壓。2腳和18腳分別接電容CT和電阻RT，電容和電阻另一端都接地。+VTH還通過內(nèi)部的緩沖電路與RT作用產(chǎn)生給電容CT充電的恒流Is。當(dāng)CT以恒流線性充電，2腳電壓達(dá)到VTH時(shí)，比較器CP（1、2腳為輸入）觸發(fā)觸發(fā)器的端，使為高電平，關(guān)閉相應(yīng)開關(guān)。負(fù)電流-IS接2腳，CT以線性放電，到-VTH時(shí)，比較器CN（3、2腳為輸入）觸發(fā)RS觸發(fā)器的復(fù)位端R，引起電容的重新充電過程。產(chǎn)生的三角波電壓信號(hào)峰—峰值為，其頻率由CT、RT決定。圖10-10三角波發(fā)生器電路如圖10-10所示，在正電源和負(fù)電源之間串接R1、R2、R116參看圖10-11比較器連接圖，比較器CA和CB的（10腳）、（8腳）連至2腳，得到三角波輸入。外接控制信號(hào)（17腳）經(jīng)過兩個(gè)電阻分別接，并從（11腳）輸入，從－Ｂin（9腳）輸入。這兩比較器的輸出為雙PWM信號(hào)，它們互為反相，并且在它們的前后沿都存在死區(qū)時(shí)間，見圖10-12，比較器A和B的信號(hào)經(jīng)門電路后輸出（4腳）和（7腳）輸出，門電路主要是進(jìn)行欠電壓封鎖和