模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路

第6章模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路)6.1概述6.2振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3調(diào)幅電路6.4檢波電路6.5混頻1最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.1概述調(diào)制電路與解調(diào)電路是通信系統(tǒng)中的重要組成部分。調(diào)制：調(diào)制是在發(fā)射端將調(diào)制信號從低頻段變換到高頻段,便于天線發(fā)送或?qū)崿F(xiàn)不同信號源、不同系統(tǒng)的頻分復(fù)用；解調(diào)：解調(diào)是在接收端將已調(diào)波信號從高頻段變換到低頻段,恢復(fù)原調(diào)制信號。分類：按照載波波形的不同,可分為脈沖調(diào)制和正弦波調(diào)制兩種方式。2最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路脈沖調(diào)制：以高頻矩形脈沖為載波,用低頻調(diào)制信號分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個參量,分別稱為脈幅調(diào)制(PAM)，脈寬調(diào)制(PDM)和脈位調(diào)制(PPM)。正弦波調(diào)制：高頻正弦波為載波,用低頻調(diào)制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量,分別稱為調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)和調(diào)相(PM)。本書僅討論正弦波調(diào)制。3最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路正弦波的表示式為：其中，A是振幅，φ(t)是瞬時相位角，ω是瞬時角頻率，φ0是初始相位。使這三個參數(shù)中的某一個（幅度、角頻率、相位）隨調(diào)制信號大小而線性變化的過程，分別稱為幅度調(diào)制、頻率調(diào)制或相位調(diào)制，簡稱調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相。4最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路而正弦振蕩的瞬時角頻率和瞬時相位角之間的關(guān)系為：由上兩式可見，調(diào)頻與調(diào)相的相位角φ(t)都要變化，故有時將其稱為合稱為角度調(diào)制，或者簡稱調(diào)角。解調(diào)是調(diào)制的逆過程。即從已調(diào)信號中恢復(fù)原調(diào)制信號的過程。與幅度調(diào)制、頻率調(diào)制和相位調(diào)制相對應(yīng)。有幅度解調(diào)、頻率解調(diào)和相位解調(diào)，并分別簡稱為檢波、鑒頻和鑒相。5最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路本章首先分別在時域和頻域討論振幅調(diào)制與解調(diào)的基本原理,然后介紹有關(guān)電路組成。由于混頻電路、倍頻電路與調(diào)幅電路、振幅解調(diào)電路同屬于線性頻率變換電路,所以也放在這一章介紹。6最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.2.1普通調(diào)幅方式6.2振幅調(diào)制與解調(diào)原理1.普通調(diào)幅信號的表達(dá)式、波形、頻譜和功率譜設(shè)載波為uc(t)=Ucmcosωct,調(diào)制信號為單頻信號，即uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω＜＜ωc),則普通調(diào)幅信號為:uAM(t)=(Ucm+kUΩmcosΩt)cosωct=Ucm(1+MacosΩt)cosωct其中調(diào)幅指數(shù) 0＜Ma≤1,k為比例系數(shù)。波形7最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路uΩ(t),u

c(t)和uAM(t)的波形圖。調(diào)制信號載波信號高頻已調(diào)波信號8最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路調(diào)幅指數(shù)：顯然,當(dāng)Ma＞1時,普通調(diào)幅波的包絡(luò)變化與調(diào)制信號不再相同,產(chǎn)生了失真,稱為過調(diào)制,如圖所示。所以,普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1。過調(diào)制波形9最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路其頻譜圖為：uAM(t)=Ucmcosωct+［cos(ωc+Ω)t+cos(ωc-Ω)t］帶寬：2Ω頻譜與帶寬公式10最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路一般非周期調(diào)制信號uΩ(t)的頻譜是一連續(xù)頻譜,假設(shè)其頻率范圍是Ωmin～Ωmax,如載頻仍是ωc帶寬：2Ωmax11最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路若此單頻調(diào)幅信號加在負(fù)載R上,則載頻分量產(chǎn)生的平均功率為:兩個邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同,均為:調(diào)幅信號總平均功率為:功率12最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路

AM調(diào)制方式的功率利用率最高只能達(dá)到1/3提出問題：為什么AM方式得到了廣泛應(yīng)用？在接收方解調(diào)電路簡單經(jīng)濟(jì)，對于調(diào)幅收音機(jī)，其接收方是千家萬戶，因此得到了廣泛應(yīng)用。13最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路2.普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生和解調(diào)方法其中：k1=k/Ucm普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生14最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路高電平調(diào)制：第3章曾經(jīng)討論過利用丙類諧振功放的調(diào)制特性也可以產(chǎn)生普通調(diào)幅信號。由于功放的輸出電壓很高,故這種方法稱為高電平調(diào)幅。低電平調(diào)制15最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路包絡(luò)檢波。利用普通調(diào)幅信號的包絡(luò)反映了調(diào)制信號波形變化這一特點(diǎn),如能將包絡(luò)提取出來,就可以恢復(fù)原來的調(diào)制信號。這就是包絡(luò)檢波的原理。包絡(luò)檢波原理圖普通調(diào)幅信號的解調(diào)16最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路同步檢波。同步檢波必須采用一個與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)的信號,稱為同步信號。同步檢波可由乘法器和低通濾波器實現(xiàn)同步檢波原理圖17最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路設(shè)輸入普通調(diào)幅信號uAM(t),乘法器另一輸入同步信號為:ur(t)=Urmcosωct則乘法器輸出為:18最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路可見,輸出信號中含有直流,Ω,2ωc,2ωc±Ω幾個頻率分量。用低通濾波器取出直流和Ω分量,再去掉直流分量,就可恢復(fù)原調(diào)制信號。如果同步信號與發(fā)射端載波同頻不同相,有一相位差θ,ur=Urmcos(ωct+θ)則乘法器輸出中的Ω分量為k2UcmUrmMacosθcosΩt。θ是一常數(shù),即同步信號與發(fā)射端載波的相位差始終保持恒定,則解調(diào)出來的Ω分量仍與原調(diào)制信號成正比,只不過振幅有所減小。當(dāng)然θ≠90°,否則cosθ=0,Ω分量也就為零了。若θ是隨時間變化的,即同步信號與發(fā)射端載波之間的相位差不穩(wěn)定,則解調(diào)出來的Ω分量就不能正確反映調(diào)制信號了19最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路例1：已知調(diào)幅信號為：（1）指出調(diào)制信號，載波信號；（2）畫出頻譜圖；20最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.2.2雙邊帶調(diào)幅方式1雙邊帶調(diào)幅信號的特點(diǎn)設(shè)載波為uc(t)=Ucmcosωct,單頻調(diào)制信號為uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω<<ωc),則雙邊帶調(diào)幅信號為:uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩmUcmcosΩtcosωct=kUΩmUcm/2cos(ωc+Ω)t+cos(ωc-Ω)t］可見雙邊帶調(diào)幅信號中僅包含兩個邊頻,無載頻分量,其頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍。21最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路波形與頻譜圖。

雙邊帶調(diào)幅波形與頻譜22最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路雙邊帶調(diào)幅信號不僅其包絡(luò)已不再反映調(diào)制信號波形的變化,而且在調(diào)制信號波形過零點(diǎn)處的高頻相位有180°的突變。23最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路2.雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法調(diào)制：產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號的最直接法就是將調(diào)制信號與載波信號相乘。解調(diào)：由于雙邊帶調(diào)幅信號的包絡(luò)不能反映調(diào)制信號,所以包絡(luò)檢波法不適用,而同步檢波是進(jìn)行雙邊帶調(diào)幅信號解調(diào)的主要方法。24最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路設(shè)同步信號為ur(t)=Urmcosωct,則乘法器輸出為:用低通濾波器取出低頻分量Ω,即可實現(xiàn)解調(diào)。將上式雙邊帶信號取平方,則可以得到頻率為2ωc的分量,然后經(jīng)二分頻電路,就可以得到ωc分量。這是從雙邊帶調(diào)幅信號中提取同步信號的一種方法。25最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路

6.2.3單邊帶調(diào)幅方式單邊帶調(diào)幅方式是指僅發(fā)送上、下邊帶中的一個。如以發(fā)送上邊帶為例,則單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號為：由上式可見,單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號是一個角頻率為ωc+Ω的單頻正弦波信號。單邊帶調(diào)幅信號的帶寬與調(diào)制信號帶寬相同,是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半。產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號的方法主要有濾波法、相移法以及兩者相結(jié)合的相移濾波法。26最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路濾波法——從頻域方面這種方法是根據(jù)單邊帶調(diào)幅信號的頻譜特點(diǎn),先產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號,再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號。對于頻譜范圍為Ωmin～Ωmax的一般調(diào)制信號,如Ωmin很小,則上、下兩個邊帶相隔很近,用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。27最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路相移法——從時域方面單頻單邊帶調(diào)幅信號可寫成:28最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路由上式可知,只要用兩個90°相移器分別將調(diào)制信號和載波信號相移90°,成為sinΩt和sinωct,然后進(jìn)行相乘和相減,就可以實現(xiàn)單邊帶調(diào)幅。對單頻信號進(jìn)行90°相移比較簡單,但是對于一個包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號進(jìn)行90°相移,要保證其中每個頻率分量都準(zhǔn)確相移90°是很困難的。29最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路相移濾波法－維夫法濾波法的缺點(diǎn)在于高頻濾波器的設(shè)計困難，而低頻濾波器的設(shè)計要容易些。相移法的困難在于寬帶90°相移器的設(shè)計,而單頻90°相移器的設(shè)計比較簡單。結(jié)合兩種方法的優(yōu)缺點(diǎn)而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法,30最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路相移濾波法的關(guān)鍵在于將載頻ωc分成ω1和ω2兩部分,其中ω1是略高于Ωmax的低頻,ω2是高頻,即ωc=ω1+ω2,ω1<<ω2。31最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路單邊帶信號的解調(diào)則乘法器輸出為同步信號的獲?。阂话憧稍诎l(fā)送單邊帶調(diào)幅信號的同時,也附帶發(fā)送一個功率較小的載波信號,供接收端從中提取作為同步信號。同步信號：采用同步檢波方式。32最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.2.4殘留邊帶調(diào)幅方式特點(diǎn)：殘留邊帶調(diào)幅是指發(fā)送信號中包括一個完整邊帶、載波及另一個邊帶的小部分(即殘留一小部分)。這樣,既比普通調(diào)幅方式節(jié)省了頻帶,又避免了單邊帶調(diào)幅要求濾波器衰減特性陡峭的困難,發(fā)送的載頻分量也便于接收端提取同步信號。應(yīng)用：在電視廣播系統(tǒng)中,由于圖像信號頻帶較寬,為了節(jié)約頻帶,同時又便于接收機(jī)進(jìn)行檢波,所以對圖像信號采用了殘留邊帶調(diào)幅方式,而對于伴音信號則采用了調(diào)頻方式?，F(xiàn)以電視圖像信號為例,說明殘留邊帶調(diào)幅方式的調(diào)制與解調(diào)原理。33最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路殘留邊帶調(diào)幅發(fā)送和接收濾波器幅頻特性(a)發(fā)送；(b)接收34最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路若采用普通調(diào)幅,每一頻道電視圖像信號的帶寬需12MHz,而采用殘留邊帶調(diào)幅只需8MHz。另外,對于濾波器過渡帶的要求遠(yuǎn)不如單邊帶調(diào)幅那樣嚴(yán)格,故容易實現(xiàn)。35最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路小結(jié)：普通調(diào)幅功率利用率低,但可采用簡單、低成本的包絡(luò)檢波方式,故廣泛用于電臺廣播系統(tǒng),給廣大接收者帶來便利。雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅功率利用率高,可用于小型通信系統(tǒng),其中單邊帶調(diào)幅可節(jié)省一半頻帶,但需解決如何獲得同步信號的問題。殘留邊帶調(diào)幅廣泛用于電視廣播系統(tǒng)。36最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.3.1高電平調(diào)幅電路6.3調(diào)幅電路丙類諧振功放的調(diào)制特性分為基極調(diào)制特性和集電極調(diào)制特性兩種,據(jù)此可以分別組成基極調(diào)幅電路和集電極調(diào)幅電路?，F(xiàn)以集電極調(diào)幅電路為例,說明高電平調(diào)幅的原理。集電極調(diào)制特性是指固定丙類諧振功放的VBB和RΣ,當(dāng)輸入一個等幅高頻正弦波時,輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極電源電壓的變化而變化。37最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路若集電極電源電壓為UCC(t)=UCC0+uΩ(t),即一個固定直流電壓與一個低頻交流調(diào)制信號之和,則隨著UCC的變化,使得靜態(tài)工作點(diǎn)左右平移,從而使動態(tài)線左右平移。當(dāng)諧振功放工作在過壓狀態(tài)時,Ucm將發(fā)生變化,近似有Ucm∝UCC(t)的關(guān)系。如輸入信號為高頻載波cosωct,輸出LC回路調(diào)諧在ωc上,則輸出信號可寫成:uo(t)=Ucmcosωct=k［UCC0+uΩ(t)］cosωct其中k為比例系數(shù)。38最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路集電極調(diào)幅電路原理集電極調(diào)制特性cosωctUCC0+uΩ(t)k［UCC0+uΩ(t)］cosωct39最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點(diǎn)是調(diào)幅、功放合一,整機(jī)效率高,可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號,但也有一些缺點(diǎn)和局限性。一是只能產(chǎn)生普通調(diào)幅信號,二是調(diào)制線性度差,例如集電極調(diào)制特性中Ucm與UCC并非完全成線性關(guān)系。40最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.4.1包絡(luò)檢波電路6.4檢波電路包絡(luò)檢波原理如圖所示。其中的非線性器件可以是二極管,也可以是三極管或場效應(yīng)管,電路種類也較多。41最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路圖6.4.1二極管峰值包絡(luò)檢波器這里采用的非線性器件為二極管，低通濾波器為RC并聯(lián)電路。42最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路1.工作原理以時域上的波形變化來說明二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作原理。加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導(dǎo)通電壓為零,且伏安特性為:43最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路電路特點(diǎn)：輸入信號為大信號。二極管導(dǎo)通與否,不僅與輸入電壓ui有關(guān),還取決于輸出電壓uo,即輸出信號有反饋?zhàn)饔?。二極管導(dǎo)通時,電容充電,充電時間常數(shù)為rdC；二極管截止時,電容放電,放電時間常數(shù)為RC。由于二極管導(dǎo)通電阻rd很小,因此一般有rdC<<RC。44最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路二極管峰值包絡(luò)檢波器的包絡(luò)檢波波形設(shè)t=t0時,uo=0。45最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路在t0～t1時段,ui＞uo＞0,二極管導(dǎo)通,開始給電容充電,uo按指數(shù)規(guī)律上升,即AB曲線。在t1～t2時段,ui＜uo,二極管截止,電容通過電阻R放電,uo按指數(shù)規(guī)律下降,即BC曲線。在t2～t3時段,ui＞uo,二極管再次導(dǎo)通,給電容充電,uo再次上升,即CD曲線。在t3～t4時段,ui＜uo,二極管再次截止,電容放電,uo再次下降,即DE曲線。……46最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路由于充放電過程交替進(jìn)行,因此uo波形呈鋸齒狀變化?？梢詺w納出以下幾條規(guī)律:(1)由于rdC<<RC,故uo上升快,下降慢。(2)除了起始幾個周期外,二極管導(dǎo)通時間均在輸入高頻振蕩信號的峰值附近,如t4～t5,t6～t7,…,且時間很短,或者說,其導(dǎo)通角θ很小。(3)在正常情況下,導(dǎo)通角θ越小,uo曲線與ui的包絡(luò)線越接近。若θ趨近于0,則uo曲線就幾乎完全反映了ui的包絡(luò)線即調(diào)制信號波形,此時檢波效率最高,失真最小。47最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路2.性能指標(biāo)二極管峰值包絡(luò)檢波器的性能指標(biāo)主要有檢波效率、輸入電阻、惰性失真和底部切割失真幾項。48最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路檢波效率ηd：定義為uo中低頻分量振幅與ui中調(diào)制分量振幅的比值。當(dāng)ui是單頻調(diào)幅波時,即ui=Uim(1+MacosΩt)cosωct時,uo中的低頻分量為UomcosΩt,檢波效率ηd可寫成49最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路當(dāng)ui是等幅正弦波時,即ui=Uimcosωct時,uo應(yīng)為電平為Uo的直流電壓,檢波效率ηd可寫成ηd≈cosθ利用折線函數(shù)分析法,可以求得檢波效率的近似表達(dá)式：如果考慮到二極管的實際導(dǎo)通電壓不為零,以及充電電流在二極管微變等效電阻上的電壓降等因素,實際檢波要比計算值小。50最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路當(dāng)θ很小時,僅當(dāng)gD為常數(shù)時,θ才為常數(shù),ηd也才為常數(shù),此時輸出信號振幅Uom與調(diào)制信號振幅MaUim近似成線性關(guān)系。由于僅在大信號工作時,二極管的導(dǎo)通電壓才可以忽略，這時二極管伏安特性用折線近似，電導(dǎo)gD可視為常數(shù),因此峰值包絡(luò)檢波電路僅適合于大信號工作。51最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路等效輸入電阻Ri。檢波器的前級通常是一個調(diào)諧在載頻的高Q值諧振回路,檢波器相當(dāng)于此諧振回路的負(fù)載。為了研究檢波器對前級諧振回路的影響,故定義檢波器等效輸入電阻52最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路利用功率守恒定理：輸入功率：輸出功率：忽略二極管導(dǎo)通內(nèi)阻所消耗的功率，53最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路惰性失真。電容放電速度過慢,導(dǎo)致uo的下降速率比包絡(luò)線的下降速率慢,則二極管不能導(dǎo)通,造成uo波形與包絡(luò)線的失真。由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性,故稱為惰性失真。下圖給出了惰性失真的波形圖,在t1～t2時間段內(nèi)出現(xiàn)了惰性失真。惰性失真波形圖54最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路單頻調(diào)幅波的包絡(luò)線表達(dá)式為其下降速率為：因為電容通過R放電時,電容電流與電阻電流相同,即:要避免惰性失真,就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內(nèi)都要大于或等于包絡(luò)線的下降速率。us(t)=Uim(1+MacosΩt)55最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路在開始放電時刻,電容電壓uc可近似視為包絡(luò)電壓us,故避免惰性失真的不等式可寫為:即所以電容電壓的減小速率56最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路整理得：分析可知，f(t)在此時有極大值，此時不等式的解為可見,調(diào)幅指數(shù)越大,調(diào)制信號的頻率越高,時間常數(shù)RC的允許值越小。57最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路底部切割失真。檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調(diào)制信號,故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號耦合到下一級進(jìn)行放大或其它處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實際負(fù)載RL,如圖所示。58最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路,要求耦合電容Cc的容抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于RL,所以Cc的值很大。這樣,uo中的直流分量幾乎都落在Cc上,這個直流分量的大小近似為輸入載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個電壓為Uim的直流電壓源。此電壓源在R上的分壓為：59最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路則當(dāng)檢波器處于穩(wěn)定工作時,其輸出端R上將存在一個固定電壓UR。當(dāng)輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時,二極管將會截止。也就是說,電平小于UR的包絡(luò)線不能被提取出來,出現(xiàn)了失真,如圖所示。60最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號的底部,故稱為底部切割失真。要避免底部切割失真,必須使包絡(luò)線的最小電平大于或等于UR,即:其中R′指RL與R的并聯(lián)值,即檢波器的交流負(fù)載。交流負(fù)載R′與直流負(fù)載R越接近,可允許的調(diào)幅指數(shù)越大。61最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路采取措施：在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器,即增大RL的值不改變直流負(fù)載，加大交流負(fù)載。直流負(fù)載：交流負(fù)載：62最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路由于設(shè)計和制作增益高,選擇性好,工作頻率較原載頻低的固定中頻放大器比較容易,所以采用混頻方式可大大提高接收機(jī)的性能。6.5混頻在通信接收機(jī)中,混頻電路的作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號變換為同一個固定載頻(一般稱為中頻)的高頻已調(diào)波信號,而保持其調(diào)制規(guī)律不變。調(diào)幅收音機(jī)：載頻位于535kHz～1605kHz變換為465kHz中頻調(diào)頻收音機(jī)：載頻位于88MHz～108MHz變換為10.7MHz中頻電視機(jī)：載頻位于四十幾MHz～近千MHz變換為38MHz中頻63最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.5.1混頻原理及特點(diǎn)下圖是混頻電路組成原理圖?；祛l電路原理圖64最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路以輸入是普通調(diào)幅信號：us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct,uL(t)=ULmcos2πfLt,輸出中頻調(diào)幅信號：uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos2πfIt。65最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路普通調(diào)幅信號混頻頻譜圖(a)混頻前；(b)混頻后66最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路雖然混頻電路與調(diào)幅電路、檢波電路同屬于線性頻率變換電路,但它卻有兩個明顯不同的特點(diǎn):(1)混頻電路的輸入輸出均為高頻已調(diào)波信號。(2)混頻電路通常位于接收機(jī)前端,不但輸入已調(diào)波信號很小,而且若外來高頻干擾信號能夠通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò),則也可能進(jìn)入混頻電路。67最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路

6.5.2混頻干擾其中混頻電路的輸入除了載頻為fc的已調(diào)波信號us和頻率為fL的本振信號uL之外,還可能有從天線進(jìn)來的外來干擾信號。外來干擾信號包括其它發(fā)射機(jī)發(fā)出的已調(diào)波信號和各種噪聲。假定有兩個外來干擾信號un1和un2,設(shè)其頻率分別為fn1和fn2。us、uL和un1、un2以下分別簡稱為信號、本振和外來干擾。假定混頻電路中的非線性器件為晶體管,其轉(zhuǎn)移特性為:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+…u=us+uL+un1+un2=Uscos2πfct+ULcos2πfLt+Un1cos2πfn1t+Un2cos2πfn2t68最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路則晶體管輸出的所有組合頻率分量為:f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,…在這些組合頻率分量中,只有p=q=1,r=s=0對應(yīng)的頻率分量fI=fL-fc才是有用的中頻,其余均是無用分量。若其中某些無用組合頻率分量剛好位于中頻附近,能夠順利通過混頻器內(nèi)中心頻率為fI的帶通濾波器,就可以經(jīng)中放、檢波后對有用解調(diào)信號進(jìn)行干擾,產(chǎn)生失真。由冪級數(shù)分析法可知,p、q、r、s值越小所對應(yīng)的組合頻率分量的振幅越大,相應(yīng)的無用組合頻率分量產(chǎn)生的干擾就越大。69最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路1.信號和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾先不考慮外來干擾的影響。若信號和本振產(chǎn)生的組合頻率分量滿足：|±pfL±qfc|=fI±F式中F為音頻,則此組合頻率分量能夠產(chǎn)生干擾。例如,當(dāng)fc=931kHz,fL=1396kHz,fI=465kHz時,對應(yīng)于p=1,q=2的組合頻率分量為:|1396-2×931|=466kHz=465kHz+1kHz466kHz的無用頻率分量在通過中放后,與中頻為465kHz的調(diào)幅信號一起進(jìn)入檢波器中的非線性器件,會產(chǎn)生1kHz的差拍干擾,經(jīng)揚(yáng)聲器輸出后類似于哨聲,故稱這種干擾為干擾哨聲。70最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路2.一個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾若外來干擾和本振產(chǎn)生的無用組合頻率分量滿足|±pfL±rfn1|=fI

p、r=0,1,2,…則也會產(chǎn)生干擾作用。通常將這類組合頻率干擾稱為寄生通道干擾,其中中頻干擾和鏡頻干擾兩種寄生通道干擾由于對應(yīng)的p、r值很小,故造成的影響很大,需要特別引起重視。71最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路1)中頻干擾。當(dāng)p=0,r=1時,fn1=fI,即外來干擾頻率與中頻相同。例如中頻為465kHz,則同樣頻率的外來干擾即為中頻干擾的來源。2)鏡頻干擾。當(dāng)p=r=1時,fn1=fL+fI。因為fc=fL-fI,所以fn1與fc在頻率軸上對稱分列于fL的兩旁,互為鏡像,故稱fn1為鏡像頻率(簡稱鏡頻)。例如fI=465kHz,fc=1MHz,則鏡頻為1930kHz。若外來干擾中含有1930kHz的鏡頻,就會產(chǎn)生鏡頻干擾。72最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路鏡頻位置示意圖73最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路3.兩個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾若兩個外來干擾能夠進(jìn)入混頻電路,并且和本振共同產(chǎn)生的組合頻率分量滿足：|±fL±rfn1±sfn2|=fI

則也會產(chǎn)生干擾作用,通常稱為互相調(diào)制干擾(簡稱互調(diào)干擾)。其中r=1,s=2和r=2,s=1兩個組合頻率分量影響最大,由于r+s=3,故稱為三階互調(diào)干擾。顯然,其中兩個外來干擾頻與載頻的關(guān)系分別為:-fn1+2fn2=fc2fn1-fn2=fc74最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路令Us=0,經(jīng)分析可知,這兩個組合頻率分量均是從四次方項a4u4中產(chǎn)生,振幅分別是a4Un1U2n2UL和a4U2n1Un2UL。75最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路4外來干擾和信號、本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾若設(shè)u=us+uL+un,在輸出電流表達(dá)式中,偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量,其中四次方項a4u4產(chǎn)生的中頻分量為3a4UsU2nULcos2π(fL-fc)t。顯然,這個中頻分量與二次方項a2u2產(chǎn)生的有用中頻分量a2UsULcos2π(fL-fc)t不同,因為它的振幅是受外來干擾un的振幅Un控制的。若Un是交變信號,則此中頻分量就會如同一個干擾迭加在有用中頻分量上。通常稱這種干擾為交叉調(diào)制干擾(簡稱交調(diào)干擾)。其中由四次方項產(chǎn)生的稱為三階交調(diào)干擾。雖然四次以上偶次方項也會產(chǎn)生交調(diào)干擾,但影響較弱。76最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路交調(diào)干擾有兩個特點(diǎn):一是當(dāng)信號消失,即us=0,則它也消失；二是能否產(chǎn)生交調(diào)干擾與外來干擾的頻率無關(guān),只取決于此外來干擾能否順利通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)。顯然,能產(chǎn)生交調(diào)干擾和互調(diào)干擾的外來干擾頻率都靠近信號載頻fc例如,混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)帶寬為10kHz,若fc=560kHz,則位于555kHz～565kHz范圍內(nèi)的外來干擾都可能產(chǎn)生三階交調(diào)干擾。77最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路5.包絡(luò)失真和強(qiáng)信號阻塞干擾在式(6.5.1)中,若設(shè)u=us+uL,則在輸出電流表達(dá)式中,電壓偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量。其中二次方項產(chǎn)生的振幅為a2UsUL,四次方項產(chǎn)生的振幅為 可見,實際中頻分量振幅并非與信號振幅Us成正比。Us越大,失真越嚴(yán)重。因為Us就是已調(diào)波的包絡(luò),所以稱此為包絡(luò)失真。若Us太大,包絡(luò)失真太嚴(yán)重,使晶體管進(jìn)入飽和區(qū)或截止區(qū),則無法將調(diào)制信號解調(diào)出來,通常稱這種現(xiàn)象為強(qiáng)信號阻塞干擾。78最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6減小或避免混頻干擾的措施從以上分析可知,產(chǎn)生混頻干擾的根本原因是器件的非線性特性?；祛l干擾又可分成兩類,一類是由于非線性特性產(chǎn)生了眾多無用組合頻率分量而引起的,另一類是由于非線性特性產(chǎn)生了一些受外來干擾控制或與調(diào)制信號不成線性關(guān)系的有用頻率分量而引起的。針對混頻干擾產(chǎn)生的具體原因,可以采取以下三個方面的措施來減小或避免。79最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路(1)選擇合適的中頻。二次混頻接收機(jī)組成方框圖80最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路(2)提高混頻電路之前選頻網(wǎng)絡(luò)的選擇性,減少進(jìn)入混頻電路的外來干擾,這樣可減小交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。對于鏡頻可采用陷波電路將它濾掉。(3)采用具有平方律特性的場效應(yīng)管、模擬乘法器或利用平衡抵消原理組成的平衡混頻電路或環(huán)形混頻電路,可以大大減少無用組合頻率分量的數(shù)目,尤其是靠近有用頻譜的無用組合頻率分量,從而降低了各種組合頻率干擾產(chǎn)生的可能性。81最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路6.5.3混頻電路晶體管混頻電路具有增益高、噪聲低的優(yōu)點(diǎn),但混頻干擾大。場效應(yīng)管混頻電路由于其平方律特性,受混頻干擾小。二極管平衡和環(huán)行混頻電路結(jié)構(gòu)簡單,噪聲低,受混頻干擾小,工作頻率高(可達(dá)近千兆赫)。采用模擬乘法器組成的集成混頻電路,不但受混頻干擾小,而且調(diào)整容易,輸入信號動態(tài)范圍較大。82最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路1.晶體管混頻電路圖中L1C1調(diào)諧于輸入信號us的載頻fc,L2C2調(diào)諧于中頻fI,本振uL與UBB0迭加后作為偏置電壓。由于us振幅很小,uL振幅較大,所以可視為線性時變工作狀態(tài)。采用5.3節(jié)的分析方法,參照式(5.3.4)可以看到,iC中含有的組合頻率分量為:|nfL±fc|,n=0,1,2…其中中頻電流分量為:iI=g1Uscos2πfIt,fI=fL-fc(6.5.6)83最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路晶體管混頻電路原理圖高頻已調(diào)波本振中頻已調(diào)波84最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路晶體管工作于線性時變工作狀態(tài)：中頻電流為：iI=1/2g1Uscos2πfIt,fI=fL-fc85最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路對g(t)進(jìn)行積分而求出g1,而跨導(dǎo)若定義混頻跨導(dǎo),即中頻電流振幅II與輸入信號振幅Us之比,則有:若L2C2回路總諧振電導(dǎo)為gΣ,則可以求得混頻電壓增益86最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路2.二極管混頻電路二極管平衡混頻電路原理圖87最新模擬調(diào)幅、檢波與混頻電路由