LLC變換器中的變壓器設計

LLC變換器中的變壓器設計

對比常規(guī)諧振器如SRC，PRC等，LLC型諧振器有許多優(yōu)點。首先它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時開關(guān)頻率變化相對較小。其次它可以在整個運行范圍內(nèi)，實現(xiàn)零電壓切換（ZVS）。最后所有寄生元件，包括所有半導體的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感都是用來實現(xiàn)ZVS的。1.工作原理和基波近似如圖1為半橋LLC諧振變壓器簡化示意圖。其中，Lm是變壓器激磁電感，Llkp和Llks分別表示變壓器初級和次級的漏磁電感。LLC諧振變壓器的工作原理和傳統(tǒng)LC串聯(lián)諧振變壓器是類似的。唯一不同的是，激磁電感相對較小，因此，Llkp+Lm和Cr之間的諧振會影響變壓器的工作。由于激磁電感較小，存在著相當大的磁化電流（Im）。

一般來說，LLC諧振拓撲包括三部分：方波發(fā)生器，諧振網(wǎng)絡和整流器網(wǎng)絡。方波發(fā)生器，通過每次切換以50%占空比交替驅(qū)動開關(guān)Q1和Q2產(chǎn)生方波電壓Vd方波發(fā)生器級可設計成一個全橋或半橋型。諧振網(wǎng)絡包括一個電容器，變壓器的漏磁電感和激磁電感。諧振網(wǎng)絡可以過濾掉高次諧波電流。因此，即使方波電壓應用于諧振網(wǎng)絡，基本上只有正弦電流允許流經(jīng)諧振網(wǎng)絡。電流（Ip）滯后于施加于諧振網(wǎng)絡的電壓。這允許零電壓開啟MOSFET。整流網(wǎng)絡通過整流二極管和電容器調(diào)整交流電，輸出直流電壓。整流網(wǎng)絡可設計成一個帶有電容輸出濾波器的全波橋或中心抽頭結(jié)構(gòu)。諧振網(wǎng)絡的濾波功能可以讓我們用經(jīng)典的基波近似原理獲得諧振器的電壓增益，假定只有輸入到諧振網(wǎng)絡的方波電壓的基波有助于功率傳遞到輸出，由于次級整流器電路起到一個阻抗變壓器的作用，等效負載電阻與實際負載電阻是不同的。圖2顯示了如何得到等效負載電阻。初級電路被替換成一個正弦電流源Iac和方波電壓Vs，作為整流器輸入電壓。因為Iac的平均值是輸出電流I0，可得到Vs=+V0sin（ωt）>0Vs=-V0sin（ωt）<0其中，V0是輸出電壓，然后計算Vs的基波為因為功率轉(zhuǎn)換不考慮含Vs的諧波，可得AC的等效阻抗

考慮到變壓器的匝比n=Np/Ns變壓器初級等效阻抗為：利用等效負載阻抗，得到AC等效電路，如圖3所示利用等效負載阻抗，得到LLC諧振變壓器特性，。利用圖3所示的AC等效電路，計算電壓增益M又從圖3可以推出增益其中

從增益M的表達式可以看出，電路有兩個諧振頻率。一個由Lr和Cr確定，另一個由Lp

和Cr決定。在實際變壓器中，分別利用次級線圈開路和短路在初級測得Lp

和Lr

。在諧振頻率（ω0）處，不管負載怎么變化增益都是固定的。

(1)不考慮變壓器次級的漏磁電感Llks，上式的增益變成1。而實際變壓器的次級漏感是存在的。如果忽略變壓器次級漏磁電感，計算的增益會存在比較當大的誤差，導致設計結(jié)果不正確。假定Llkp=n2Llks,增益M表達式可簡化為

(2)其中

等式（1）中諧振頻率（ω0）下的增益也可以簡化成用K表示的等式

圖4給出了不同Q值下等式（2）的增益，其中k=5,f0=100kHz和fp=55kHz。從圖4可以看出，當開關(guān)頻率約等于諧振頻率f0時，LLC諧振器的特性幾乎與負荷無關(guān)。這是LLC型諧振變換器一個獨特的優(yōu)勢，與常規(guī)串聯(lián)諧振變換器相比。因此，最好讓變換器工作在諧振頻率周圍，以減少小負載情況下開關(guān)頻率的變化。LLC諧振變換器的工作范圍受到峰值增益（可達到的最大增益）的限制。需要注意到，峰值電壓增益不發(fā)生在f0也不是fp

峰值增益對應的峰值增益頻率在fp和f0之間。如圖4所示。隨Q值降低（負載減少），峰值增益頻率向fp移動，并且峰值增益較高。隨Q值上升（負載增加）峰值增益頻率偏向f0，峰值增益下降。因此，滿負載狀態(tài)應該是諧振網(wǎng)絡設計要考慮的最壞情況。另一個決定峰值增益的重要因素是Lm和Llkp

之間的比值，即等式（3）中定義的K值。從圖3和等式（1）中可以看出降低K或Q值能夠獲得較高的峰值增益。對于給定的諧振頻率（f0）和Q值，降低K值意味著減少激磁電感，導致循環(huán)電流增加。因此，需要在可用增益范圍和傳導損失之間作一個折中。

2。設計流程在本節(jié)中，使用圖5的示意圖作為參考，來講述設計流程。選擇一個輸出350W/24V的直流/直流變換器作為設計實例。設計規(guī)格如下：輸入電壓：390Vdc(PFC級輸出)輸出：24V/14.6A（350W）保持時間要求：17msPFC輸出端的直流環(huán)節(jié)電容：270uf

[第一步]定義系統(tǒng)參數(shù)第一步定義以下參數(shù)：預估效率（Eff

）：對應于最大輸出功率下的最大輸入功率。對于本例，Eff取0.92；計算最高輸入功率輸入電壓范圍（Vinmin和Vinmax）：本電源輸入電壓由功率因數(shù)校正（PFC）預調(diào)節(jié)器輸出提供（390V）。當PFC輸出提供輸入電壓，考慮到保持時間的要求，最小輸入電壓可求出

最大輸入電壓是：Vinmax=390V

[第二步]確定諧振網(wǎng)絡的最大和最小電壓增益為了最大限度地降低開關(guān)頻率變化，LLC諧振變換器一般運行在諧振頻率（f0）附近。當輸入電壓由PFC輸入提供時，輸入電壓在正常運行時擁有最大值（PFC額定輸出電壓）。把變換器最大輸入電壓情況下的工作頻率設計為諧振頻率（f0），最小增益應該發(fā)生在諧振頻率（f0）。從等式（4）看出，f0增益是激磁電感和初級漏磁電感之間比值（ｋ=Lm/Lllkp

）的函數(shù)。因此，必須選擇合適的K值以獲得最小增益。然而，一個小的K值仍可獲得較高的峰值增益，太小的K值會使得變壓器耦合性差，效率低。一般，K取5~10，此時諧振頻率（f0）下的增益為1.1~1.2。當確定K值后，就可以確定最大輸入電壓（Vinmax）情況下的最小電壓增益這里k取7于是最大電壓增益為：[第三步]確定變壓器圈數(shù)比（n=Np/Ns）因為整流網(wǎng)絡使用全波整流器，變壓器圈數(shù)比為：其中，VF是次級整流二極管的壓降。

[第四步]計算等效負載阻抗（Rac）第五步]設計諧振網(wǎng)絡在第二步中已經(jīng)計算出最小輸入電壓下對應的最大電壓增益為1.38。考慮10%的余量，峰值增益選取1.52。又根據(jù)選取的K=7，帶入（2）式，可大致求出Q值約為0.4。選擇諧振頻率為100kHz可以確定諧振參數(shù)為[第六步]設計變壓器變壓器設計的最壞情況是最低開關(guān)頻率條件，發(fā)生在最低輸入電壓和滿負載情況下。為了計算最低開關(guān)頻率，利用等式（1）畫出增益曲線，讀取最小開關(guān)頻率約為80kHz。（1）根據(jù)以下公式計算磁芯的面積乘積，選取磁芯

該公式是建立在窗口利用系數(shù)Ku=0.4，電流密度J=4A/mm2的基礎之上。在本例中考慮到實際需要的漏感較大以及電流也比較大，實際窗口的利用系數(shù)Ku取0.18左右。選取磁芯EPC39/39/16

（2）計算初級匝數(shù)其中，Ae是變壓器芯的橫截面積；Bmax是交流磁通密度，考慮到磁芯之損耗暫選取0.16T（3）計算次級線圈數(shù)取整數(shù)匝3匝，則初級匝數(shù)調(diào)整為Np=nNs=9x3=27匝相應的磁密變?yōu)锽max=29/27*0.16=0.17T（4）計算初、次級線徑由于變壓器次級輸出電流呈半正弦波形，次級為全波中心抽頭結(jié)構(gòu)，所以次級電流有效值可近視求得Is=0.8xI0=0.8x14.6=11.7A初級電流有效值為Ip=I0/n=14.6/9=1.62A

初級線徑實際選取Φ0.15x30次級線徑實際選取Φ0.2x100[第七步]變壓器構(gòu)造在第五步中，確定了變壓器的參數(shù)Lp和Lr

。Lp和Lr

是可以分別利用次級線圈開路和短路，在初級測量的。由于LLC變換器設計需要一個相對大的Lr

，一般采用增加初次級之間的耦合來實現(xiàn)。常見結(jié)構(gòu)如圖（6）所示，以獲得理想的Lr

值。對于這兩種結(jié)構(gòu)，