第6章 調(diào)幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路)

6.1概述6.2振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3調(diào)幅電路6.4檢波電路6.5混頻6.6倍頻6.7實(shí)例介紹6.8章末小結(jié)第6章調(diào)幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路)返回主目錄1第6章第6章頻率變換電路

6.1概述頻譜變換電路：具備將輸入信號頻譜進(jìn)行頻譜變換，以獲取具有所需頻譜的輸出信號這種功能的電路就叫做頻譜變換電路。

1、調(diào)制：發(fā)送端一方將需傳送的信號（調(diào)制信號）附加在高頻振蕩上，再由天線發(fā)送出去，此過程稱為調(diào)制，此時(shí)高頻振蕩波又稱載波。2、解調(diào)：接收方將附加在高頻振蕩上的傳送信號（調(diào)制信號）提取出來，還原成原信號（調(diào)制信號）。3、調(diào)制的作用

2第6章4、調(diào)制方式：（1）、正弦波調(diào)制：用調(diào)制信號來改變載波信號振幅、頻率、相位，分別稱為調(diào)幅（AM）、調(diào)頻（FM）、調(diào)相波（PM）。（2）、脈沖波調(diào)制：用調(diào)制信號來控制脈沖波振幅、寬度、位置，再用此巳調(diào)波對載波進(jìn)行調(diào)制，分別稱為脈沖振幅（PAM）、脈沖寬度（PDM）、脈位（PPM）。3第6章頻譜變換電路頻譜搬移電路頻譜非線性變換電路調(diào)幅及解調(diào)電路混頻電路倍頻電路普通調(diào)幅及解調(diào)電路單邊帶調(diào)幅解調(diào)電路雙邊帶調(diào)幅解調(diào)電路調(diào)頻電路調(diào)頻波的解調(diào)電路直接調(diào)頻電路間接調(diào)頻電路變?nèi)荻O管調(diào)頻電路晶體管振蕩器直接調(diào)頻電路電容話筒調(diào)頻電路電抗管調(diào)頻電路斜率鑒頻器相位鑒頻器比例鑒頻器移相乘積鑒頻器脈沖均值鑒頻器鎖相環(huán)鑒頻器跟相環(huán)鑒頻器5.分類4第6章

6.2模擬乘法器本節(jié)主要介紹變跨導(dǎo)式模擬乘法器。變跨導(dǎo)式模擬乘法器是以恒流源式差分放大電路為基礎(chǔ)，并采用變換跨導(dǎo)的原理而形成的，其符號見下圖。

1單片集成模擬乘法器模擬乘法器可實(shí)現(xiàn)輸出電壓為兩個(gè)輸入電壓的線性積，典型應(yīng)用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調(diào)幅、檢波、混頻、相位檢測等。

5第6章現(xiàn)將常用的Motorola公司MC1496/1596(國內(nèi)同類型號是XFC-1596),MC1495/1595(國內(nèi)同類型號是BG314)和MC1494/1594單片模擬乘法器的參數(shù)指標(biāo)簡介如下。MC14系列與MC15系列的主要區(qū)別在于工作溫度,前者為0℃～70℃,后者為-55℃～125℃。其余指標(biāo)大部分相同,個(gè)別后者稍好一些。表6.3.1給出了MC15系列三種型號模擬乘法器的參數(shù)典型值。6第6章7第6章8第6章（1）Ry=02MC1596芯片工作原理9第6章10第6章11第6章說明:(1)MC1596是以雙差分電路為基礎(chǔ),在Y輸入通道加入了反饋電阻,故Y通道輸入電壓動態(tài)范圍較大,X通道輸入電壓動態(tài)范圍很小。(2)MC1596工作頻率高，常用作調(diào)制、解調(diào)和混頻,通常X通道作為載波或本振的輸入端,而調(diào)制信號或已調(diào)波信號從Y通道輸入。當(dāng)X通道輸入是小信號(小于26mV)時(shí),輸出信號是X、Y通道輸入信號的線性乘積。(3)當(dāng)X通道輸入是頻率為ωc的單頻很大信號時(shí)(大于260mV)，根據(jù)雙差分模擬乘法器原理(可參看例5.4)，輸出信號應(yīng)是Y通道輸入信號和雙向開關(guān)函數(shù)K2(ωct)的乘積。兩種情況均可實(shí)現(xiàn)調(diào)幅。12第6章6.3振幅調(diào)制與解調(diào)原理6.3.1普通調(diào)幅方式

1普通調(diào)幅信號的表達(dá)式

、波形、頻譜、和帶寬設(shè)載波為uc(t)=Ucmcosωct，調(diào)制信號為單頻信號，即：uΩ(t)=UΩmcosΩt，則普通調(diào)幅信號為：uAM(t)=(Ucm+kUΩmcosΩt)cosωct=Ucm(1+MacosΩt)cosωct其中調(diào)幅指數(shù)：,0＜Ma≤1,k為比例系數(shù)。13第6章uΩ(t)、uc(t)、uAM(t)的波形如圖所示。（1）、普通調(diào)幅信號的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUΩmcosΩt迭加而成,其中交流分量與調(diào)制信號成正比,。（2）、調(diào)幅指數(shù)Ma可寫成：14第6章由波形圖可知，當(dāng)Ma＞1時(shí),普通調(diào)幅波的包絡(luò)變化與調(diào)制信號不再相同,產(chǎn)生了失真,稱為過調(diào)制,故普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1。（3）、uAM(t)的頻譜包括了三個(gè)頻率分量：ωc(載波)、ωc+Ω(上邊頻)和ωc-Ω(下邊頻)。（4）、原調(diào)制信號的頻帶寬度是Ω,而普通調(diào)幅信號的頻帶寬度是2Ω,是原調(diào)制信號的兩倍。15第6章（5）、由如單頻調(diào)幅信號加在負(fù)載R上,則載頻分量產(chǎn)生的平均功率為:調(diào)幅信號總平均功率為:單個(gè)邊頻分量產(chǎn)生的平均功率:說明：（1）、調(diào)幅波輸出功率隨Ma的增大而增大，其增加部份為兩個(gè)邊帶產(chǎn)生的功率。（2）、載頻本身并不包含信號，但它功率卻占整個(gè)調(diào)幅波功率絕大部份。攜帶信息的邊頻功率最多只占總功率的三分之一(因?yàn)镸a≤1)。在實(shí)際系統(tǒng)中,平均調(diào)幅指數(shù)很小,所以邊頻功率占的比例更小,功率利用率更低。16第6章（3）、要提高功率利用率,可以只發(fā)送兩個(gè)邊頻分量而不發(fā)送載頻分量,此稱為雙邊帶調(diào)幅；或者，只發(fā)送其中一個(gè)邊頻分量,此稱為單邊帶調(diào)幅。17第6章uΩ(t)為非單頻信號時(shí)，設(shè)頻率范圍是Ωmin～Ωmax，載頻仍為ωc,則普通調(diào)幅信號為調(diào)制信號中所有頻率分量分別與載頻調(diào)制后的迭加,而各對上、下邊頻的迭加組成了上、下邊帶,其波形和頻譜如圖所示。UAM(t)包絡(luò)仍然反映了調(diào)制信號的變化；上下邊帶呈對稱狀分別置于載頻的兩旁,且都是調(diào)制信號頻譜的線性搬移；上、下邊帶的寬度與調(diào)制信號頻譜寬度分別相同；總頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍,即:BW=2Ωmax。18第6章2、普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生結(jié)論：將調(diào)制信號與直流相加后,再與載波信號相乘,即可實(shí)現(xiàn)普通調(diào)幅。圖示為其原理方框圖。按乘法器輸出電平高低可分為低電平調(diào)幅和高電平調(diào)幅。19第6章普通調(diào)幅信號的解調(diào)方法有兩種,即包絡(luò)檢波和同步檢波(1)包絡(luò)檢波。原理：普通調(diào)幅信號的包絡(luò)反映了調(diào)制信號波形變化，利用此特點(diǎn)，將包絡(luò)提取出來，就能恢復(fù)原來的調(diào)制信號。其原理圖如圖示。3、解調(diào)方法設(shè)輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)為：20第6章其中：K1（ωct）為單向開關(guān)函數(shù)，即非線性器件工作在開關(guān)狀；g：是非線性器件伏安特性曲線斜率io（t）中含有直流、Ω、ωc、ωc±Ω以及其它許多組合頻率分量,其中的低頻分量是:21第6章用低通濾波器取出io中這一低頻分量，濾除ωc-Ω及其以上的高頻分量，同時(shí)用隔直流電容濾除直流分量，就可恢復(fù)與原調(diào)制信號uΩ(t)成正比的單頻信號。22第6章(2)同步檢波。原理:用一個(gè)與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)同步檢波的信號(同步信號)乘普通調(diào)幅信號uAM(t),然后用低通濾波器取出原調(diào)制信號。其原理如圖示：設(shè)輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)與上述相同,乘法器另一輸入同步信號為:ur(t)=Urmcosωct則乘法器輸出為:23第6章結(jié)論：(1)、乘法器輸出中含有直流、Ω、2ωc、2ωc±Ω幾個(gè)頻率分量。用低通濾波器取出直流和Ω分量,再去掉直流分量,就可恢復(fù)原調(diào)制信號。（2）、如果同步信號與發(fā)射端載波同頻不同相,有一恒定相位差θ（θ≠90°）,即ur=Urmcos(ωct+θ),則乘法器輸出中的Ω分量為：k2UcmUrmMacosθcosΩt，可見解調(diào)出來的Ω分量仍與原調(diào)制信號成正比。（其中：k2是乘法器增益。）24第6章（3）、如果θ是隨時(shí)間變化的,即ur=Urmcos[ωct+θ(t)],則乘法器輸出中的Ω分量為：k2UcmUrmMacosθ(t)cosΩt。由于同步信號與發(fā)射端載波之間的相位差是變量,則解調(diào)出來的Ω分量不是原調(diào)制信號。25第6章

6.3.2雙邊帶調(diào)幅方式

1、雙邊帶調(diào)幅表達(dá)式、波形、頻譜、帶寬設(shè)載波為uc(t)=Ucmcosωct，單頻調(diào)制信號為uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω<<ωc)，則雙邊帶調(diào)幅信號為:uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩmUcmcosΩtcosωct其中：k為比例系數(shù)。可見雙邊帶調(diào)幅信號中僅包含兩個(gè)邊頻,無載頻分量,其頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍。uDSB(t)、uΩ(t)、uc(t)波形如圖示26第6章（3）、在調(diào)制信號負(fù)半周,cosΩt為負(fù)值,uDSB(t)與uc(t)反相。故在正負(fù)半周交界處,uDSB(t)有180°相位突變。結(jié)論：（1）、雙邊帶調(diào)幅信號不僅其包絡(luò)已不再反映調(diào)制信號波形的變化，而且在調(diào)制信號波形過零點(diǎn)處的高頻相位有180°的突變。（2）、在調(diào)制信號正半周,cosΩt為正值，雙邊帶調(diào)幅信號uDSB(t)與載波信號uc(t)同相；27第6章2雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法雙邊帶調(diào)幅信號的解調(diào)法，最直接的就是將調(diào)制信號與載波信號相乘（同步檢波法）。設(shè)雙邊帶調(diào)幅信號為：uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩmUcmcosΩtcosωct設(shè)同步信號為：ur(t)=Urmcosωct,則乘法器輸出為:uo(t)=k2uDSB(t)·ur(t)=k2kUrmUΩmUcmcosΩt·cos2ωct其中：k2是乘法器增益28第6章結(jié)論：（1）、用低通濾波器取出低頻分量Ω,即可實(shí)現(xiàn)解調(diào)。（2）、對于式表示的雙邊帶信號取平方,則可得到頻率為2ωc的分量,然后經(jīng)二分頻可得到ωc分量。此為從雙邊帶調(diào)幅信號中提取同步信號的一種方法。（3）、同步檢波法是進(jìn)行雙邊帶調(diào)幅信號解調(diào)的主要方法。與普通調(diào)幅信號同步檢波不同之處在于乘法器輸出頻率分量有所減少。29第6章

6.3.3單邊帶調(diào)幅方式單邊帶調(diào)幅方式：只發(fā)送上、下邊帶中的一個(gè)。即是一個(gè)角頻率為ωc±Ω的單頻正弦波信號，但其包絡(luò)已不能反映調(diào)制信號的變化。其帶寬與調(diào)制信號帶寬相同,是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半。如上所述，單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號為：1、單邊帶通信特點(diǎn)：（1）、帶寬是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半；（2）、由于單邊帶只傳輸信息的一個(gè)邊帶功率，故在接收端同樣的信燥比條件下，則其輸出端信噪比得到提高；（3）、由于不含載波，因而不會產(chǎn)生由于載波衰弱造成波形的選擇性衰弱失真。30第6章

1、濾波法在巳產(chǎn)生抑止載波的雙邊帶調(diào)幅信號基礎(chǔ)上,利用帶通濾波器取出其中一個(gè)邊帶信號，稱為濾波法。其原理如圖示。（4）、接收端接收時(shí)信號時(shí)需恢復(fù)載波，且對頻率穩(wěn)定度要求高。故其設(shè)備復(fù)雜、技術(shù)要高。單邊帶調(diào)幅信號的方法主要有濾波法、相移法以及兩者相結(jié)合的相移濾波法。特點(diǎn)：（1）、載波頻率不能太高，但也不能太低，要將調(diào)制信號調(diào)制到工作載頻上，需進(jìn)行多次調(diào)幅和濾波（這里不能用倍頻法提高載頻），故設(shè)備復(fù)雜。31第6章（2）、對濾波器要求高。對于頻譜范圍為Ωmin～Ωmax的一般調(diào)制信號,如Ωmin很小或載頻太高,則上、下兩個(gè)邊帶相隔很近,用濾波器完全取出一個(gè)邊帶而濾除另一個(gè)邊帶是很困難的。故濾波法的缺點(diǎn)在于濾波器的設(shè)計(jì)困難。

2、相移法在巳產(chǎn)生抑止載波的雙邊帶調(diào)幅信號基礎(chǔ)上，利用移相的方法，消去不需要的邊帶。此方法是基于單邊帶調(diào)幅信號的時(shí)域表達(dá)式。由上式，可以用兩個(gè)90°相移器分別將調(diào)制信號和載波信號相移90°，然后進(jìn)行相乘和相減，就能實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅。32第6章工作原理框圖如圖所示。由于對于一個(gè)包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號進(jìn)行90°相移，很難做到對每個(gè)頻率分量都準(zhǔn)確相移90°，故相移法中寬帶90°相移器的設(shè)計(jì)是一個(gè)難題。33第6章3、相移濾波法基于前兩種方法的優(yōu)點(diǎn)，使900相移網(wǎng)絡(luò)工作于固定頻率，克服相移法中寬帶90°相移器的設(shè)計(jì)難的缺點(diǎn)，其工作原理圖如圖示。設(shè)調(diào)制信號為單頻，各信號振幅均為1，其實(shí)現(xiàn)方法為：

1、將調(diào)制信號uΩ(t)與兩個(gè)相位差為90°的低載頻信號u1、u1′分別相乘,產(chǎn)生兩個(gè)雙邊帶信號u3、u4；

2、分別用濾波器取出u3、u4中的下邊帶信號u5和u6，因?yàn)棣?是低頻,所以用低通濾波器也可以取出下邊帶u5和u6，由于ω1<<ωc,故濾波器邊沿的衰減特性不需那么陡峭。

3、取出的兩個(gè)下邊帶信號分別再與兩個(gè)相位差為90°的高載頻信號u2、u2′相乘,產(chǎn)生u7、u8兩個(gè)雙邊帶信號。將u7,u8相減,則可以得到單邊帶調(diào)幅信號表達(dá)式：34第6章35第6章uo(t)=u7-u8=cosω2tcos(ω1-Ω)t-sinω2tsin(ω1-Ω)t=cos(ω2+ω1-Ω)t=cos(ωc-Ω)t（其中：ωc=ω2+ω1）

說明：單邊帶調(diào)幅信號的解調(diào)也不能采用包絡(luò)檢波方式而只能采用同步檢波方式。從單邊帶調(diào)幅信號中無法提取同步信號。36第6章

6.3.4殘留邊帶調(diào)幅方式1、殘留邊帶調(diào)幅方式：發(fā)送信號中包括一個(gè)完整邊帶、載波及另一個(gè)邊帶的小部分(即殘留一小部分)。37第6章3、殘留邊帶調(diào)幅方式的調(diào)制與解調(diào)原理：在發(fā)射端先產(chǎn)生普通調(diào)幅信號，然后利用圖6.2.11(a)所示特性的濾波器取出一個(gè)完整的上邊帶、一部分下邊帶以及載頻分量，組成殘留邊帶調(diào)幅信號發(fā)送出去。在接收端,采用圖6.2.11(b)所示特性的濾波器從殘留邊帶調(diào)幅信號中取出所需頻率分量。由于載頻兩旁的接收濾波器幅頻特性正好互補(bǔ)，而上、下邊帶又對稱置于載頻兩邊，所以實(shí)際上可等效為接收到一個(gè)完整的上邊帶和增益為上邊帶一半的載頻信號。于是，采用同步檢波方式可對此單邊帶信號進(jìn)行解調(diào)。2、殘留邊帶調(diào)幅方式特點(diǎn)：通頻帶比普通調(diào)幅小，同時(shí)降低了對濾波器衰減特性的要求，且接收端可從接收信號中提取同步信號（載頻信號）。38第6章由圖6.2.11可見，若采用普通調(diào)幅，每一頻道電視圖像信號的帶寬需12MHz,而采用殘留邊帶調(diào)幅只需8MHz。另外，對于濾波器過渡帶的要求遠(yuǎn)不如單邊帶調(diào)幅那樣嚴(yán)格，故容易實(shí)現(xiàn)。39第6章

例6.1已知調(diào)制信號頻率范圍為300Hz～4kHz，分別采用普通調(diào)幅(平均調(diào)幅指數(shù)Ma=0.3)、雙邊帶調(diào)幅和單邊帶調(diào)幅三種方式，如要求邊帶功率為10W，分別求出每種調(diào)幅方式的頻帶寬度、發(fā)射總平均功率Pav及功率利用率

解：普通調(diào)幅：40第6章雙邊帶調(diào)幅：單邊帶調(diào)幅：41第6章

6.2.5、正交調(diào)幅方式1、正交調(diào)幅方式：采用兩個(gè)頻率相同，但相位相差900的正弦波作為載頻，以雙邊帶調(diào)幅方式，同時(shí)傳輸兩路相相互獨(dú)立的信號。2、調(diào)制、解調(diào)原理：（1）、調(diào)制42第6章（2）、解調(diào)（同步檢波方式）設(shè)同步信號為：cosωct、sinωct，乘法器輸出為：u1(t)、u2(t)43第6章說明：（1）、普通調(diào)幅功率利用率低，但可采用簡單、低成本的包絡(luò)檢波方式,故廣泛用于電臺廣播系統(tǒng)，給廣大接收者帶來便利。（2）、雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅功率利用率高，可用于小型通信系統(tǒng),其中單邊帶調(diào)幅可節(jié)省一半頻帶，但需解決如何獲得同步信號的問題。殘留邊帶調(diào)幅廣泛用于電視廣播系統(tǒng)。44第6章6.4調(diào)幅電路

6.3.1高電平調(diào)幅電路丙類諧振功放的調(diào)制特性分為基極調(diào)制特性和集電極調(diào)制特性兩種，據(jù)此可以分別組成基極調(diào)幅電路和集電極調(diào)幅電路。集電極調(diào)制：是指固定丙類諧振功放的VBB和RΣ,當(dāng)輸入一個(gè)等幅高頻正弦波時(shí)，輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極電源電壓的變化而變化；若集電極電源電壓為VCC(t)=VCC0+uΩ(t),即一個(gè)固定直流電壓與一個(gè)低頻交流調(diào)制信號之和，隨著VCC(t)的變化，使得靜態(tài)工作點(diǎn)左右平移,從而使動態(tài)線左右平移。即實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號對集電極輸出高頻正弦波的振幅Ucm的控制。45第6章1、集電極調(diào)制電路如圖所示（1）電路組成（2）電路分析分析條件：VBB和RΣ固定，uc（t）為等幅高頻正弦信號時(shí)，Ucm隨uΩ（t）變化此時(shí)輸出為：46第6章其中k為比例系數(shù)。（３）能量關(guān)系47第6章說明：（1）Ma=1時(shí)，PΩ為直流電源輸入功率的二分之一，故可見調(diào)制源輸入功率要大；（2）集電極輸入功率由直流電源與調(diào)制信號二部份組成；48第6章（3）對于集電極調(diào)幅，在整個(gè)調(diào)制過程中，集電極輸出效率不變且比較高；（4）集電極調(diào)幅電路必須總是工作在過壓狀態(tài)，此時(shí)Ucm與UCC（t）是一種線性關(guān)系；（5）集電極調(diào)幅電路只能產(chǎn)生普通調(diào)幅信號。（6）高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點(diǎn)是調(diào)幅、功放合一，整機(jī)效率高，可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號。49第6章50第6章

6.4.2低電平調(diào)幅電路低電平調(diào)幅常用模擬乘法器來構(gòu)成調(diào)幅電路。功能：（1）普通調(diào)幅（2）雙邊帶調(diào)幅與（3）單邊帶調(diào)幅作為電路元件：（1）構(gòu)成低電平調(diào)幅電路（2）構(gòu)成專用集成調(diào)幅電路。

51第6章

1、模擬乘法器調(diào)幅電路圖6.3.4是用MC1596組成的普通調(diào)幅電路。由圖可知，X通道兩輸入端⑧、10腳直流電位均為6.V，可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端①、④腳之間外接有調(diào)零電路，可通過調(diào)節(jié)50kΩ電位器使①腳電位比④腳高UY，調(diào)制信號uΩ(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。調(diào)節(jié)電位器可改變調(diào)制指數(shù)Ma。輸出端⑥、12腳外應(yīng)接調(diào)諧于載頻的帶通濾波器。②、③腳之間外接Y通道負(fù)反饋電阻。52第6章當(dāng)調(diào)節(jié)電位器使Y通道①、④腳之間的直流電位差為零，即Y通道輸入信號僅為交流調(diào)制信號，圖6.3.4所示電路可以組成雙邊帶調(diào)幅電路,。53第6章6.5檢波電路6.5.1包絡(luò)檢波電路包絡(luò)檢波適用于普通調(diào)幅信號，現(xiàn)以二極管峰值包絡(luò)檢波器為例。其電路如圖6.4.1所示，其中RC元件組成了低通濾波器。

1.工作原理設(shè)二極管伏安特性為：54第6章55第6章

2性能指標(biāo)二極管峰值包絡(luò)檢波器的性能指標(biāo)主要有檢波效率、輸入電阻、惰性失真和底部切割失真幾項(xiàng)。1)檢波效率ηd。56第6章57第6章（2）等效輸入電阻Ri。由于二極管在大部分時(shí)間處于截止?fàn)顟B(tài)，僅在輸入高頻信號的峰值附近才導(dǎo)通，所以檢波器的瞬時(shí)輸入電阻是變化的。檢波器的前級通常是一個(gè)調(diào)諧在載頻的高Q值諧振回路，檢波器等效輸入電阻相當(dāng)于此諧振回路的負(fù)載。58第6章3)惰性失真。原因：由于電容器放電速度過慢，導(dǎo)致uo的下降速率比包絡(luò)線的下降速率慢，在緊接其后的一個(gè)或幾個(gè)高頻周期內(nèi)二極管上為負(fù)電壓，二極管不能導(dǎo)通，造成uo波形與包絡(luò)線的失真。由于失真是來源于電容來不及放電的惰性，故稱為惰性失真。圖6.4.3給出了惰性失真的波形圖,在t1～t2時(shí)間段內(nèi)出現(xiàn)了惰性失真。要避免惰性失真，就要保證電容電壓的減小速率在任何一個(gè)高頻周期內(nèi)都要大于或等于包絡(luò)線的下降速率。59第6章60第6章設(shè)單頻調(diào)幅波的包絡(luò)線表達(dá)式為：us(t)=Uim(1+MacosΩt)61第6章結(jié)論：避免惰性失真應(yīng)該滿足上式條件，此時(shí)調(diào)幅指數(shù)越大，調(diào)制信號的頻率越高，時(shí)間常數(shù)RC的允許值越小。4)底部切割失真。檢波器輸出uo是在一個(gè)直流電壓上迭加了一個(gè)交流調(diào)制信號，故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號耦合到下一級進(jìn)行放大或其它處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實(shí)際負(fù)載RL,如圖6.4.4(a)所示。原因：為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路,要求耦合電容Cc的容抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于RL,所以Cc的值很大。這樣,uo中的直流分量幾乎都落在Cc上，這個(gè)直流分量的大小近似為輸入載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個(gè)電壓為Uim的直流電壓源。此電壓源在R上的分壓為：62第6章UR=這樣檢波器處于穩(wěn)定工作時(shí)，其輸出端R上將存在一個(gè)固定電壓UR。當(dāng)輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時(shí),二極管將會截止。此時(shí)，電平小于UR的包絡(luò)線不能被提取出來。由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號的底部,故稱為底部切割失真。由圖6.4.4(b)可以看出，要避免底部切割失真，必須使包絡(luò)線的最小電平Uim(1-Ma)大于或等于UR，即:63第6章64第6章65第6章

3參數(shù)設(shè)計(jì)為了使二極管峰值包絡(luò)檢波器能正常工作,避免失真,必須根據(jù)輸入調(diào)幅信號的工作頻率與調(diào)幅指數(shù)以及實(shí)際負(fù)載RL,正確選擇二極管和R、C、Cc的值。例6.3已知普通調(diào)幅信號載頻fc=465kHz,調(diào)制信號頻率范圍為300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡(luò)檢波器有關(guān)元器件參數(shù)?

解：一般可按以下步驟進(jìn)行:

66第6章1)檢波二極管通常選正向電阻小(500Ω以下)、反向電阻大(500kΩ以上)、結(jié)電容小的點(diǎn)接觸型鍺二極管,注意最高工作頻率應(yīng)滿足要求。2)RC時(shí)間常數(shù)應(yīng)同時(shí)滿足以下兩個(gè)條件:①電容C對載頻信號應(yīng)近似短路,故,通常取;②為避免惰性失真,應(yīng)有RC≤代入已知條件,可得(17～34)×10-6≤RC≤0.15×10-367第6章3)設(shè)=0.2,則R1=,R2=。為避免底部切割失真，應(yīng)有Ma≤,其中R′=R1+。代入已知條件,可得R≤63kΩ。因?yàn)闄z波器的輸入電阻Ri不應(yīng)太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,這樣,RC=0.06×10-3,滿足上一步對時(shí)間常數(shù)的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。4)Cc的取值應(yīng)使低頻調(diào)制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:或68第6章?。篊c=47μF在集成電路里常采用由三極管包絡(luò)檢波器組成的差分電路,如圖6.4.6所示。其工作原理與二極管峰值包絡(luò)檢波器相似,讀者可自行分析,注意它的輸入電阻很大。69第6章

6.5.2同步檢波電路圖6.4.7是用MC1596組成的同步檢波電路。普通調(diào)幅信號或雙邊帶調(diào)幅信號經(jīng)耦合電容后從Y通道①、④腳輸入,同步信號ur從X通道⑧、10腳輸入。12腳單端輸出后經(jīng)RC的π型低通濾波器取出調(diào)制信號uo。此電路的輸入同步信號可以是小信號,也可以是很大信號,分析方法與用作調(diào)幅電路時(shí)一樣。同步檢波電路比包絡(luò)檢波電路復(fù)雜,而且需要一個(gè)同步信號,但檢波線性性好,不存在惰性失真和底部切割失真問題。70第6章71第6章6.6混頻

6.6.0概述1、混頻器：如果輸出頻率與輸入頻率之間滿足f0=fL±fS，（其中fL為本機(jī)振蕩頻率，fS為輸入頻率，f0為輸出頻率，也稱中頻，用fI表示）的關(guān)系稱其為混頻器。2、混頻器的提出（1）對于放大器f↑，A↑→if↑→放大器穩(wěn)定性↓（2）對于濾波器fC↑→相對頻帶間隔↓→濾波器峭性要求↑→濾波器制作難度↑結(jié)論：設(shè)計(jì)制作、使用A高，選擇性好的較低頻率固定中頻放大器對提高接收機(jī)有利。72第6章在通信接收機(jī)中，混頻電路的作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號變換為同一個(gè)固定載頻(一般稱為中頻)的高頻已調(diào)波信號,而保持其調(diào)制規(guī)律不變。

例在超外差式廣播接收機(jī)中：載頻位于535kHz～1605kHz中波波段各電臺的普通調(diào)幅信號變換為中頻為465kHz的普通調(diào)幅信號，載頻位于88MHz～10.8MHz的各調(diào)頻臺信號變換為中頻為10.7MHz的調(diào)頻信號,載頻位于四十幾兆赫至近千兆赫頻段內(nèi)各電視臺信號變換為中頻為38MHz的視頻信號。由于設(shè)計(jì)和制作增益高,選擇性好,工作頻率較原載頻低的固定中頻放大器比較容易,所以采用混頻方式可大大提高接收機(jī)的性能。73第6章

6.6.1混頻原理及特點(diǎn)混頻電路組成如圖6.5.1所示，其輸入是載頻為fc的高頻已調(diào)波信號us(t)和頻率為fL的本地正弦波信號(稱為本振信號)uL(t)，輸出是中頻為fI的已調(diào)波信號uI(t)。原理：設(shè)us(t)=Ucm［1+kuΩ(t)］cos2πfct,uL(t)=ULmcos2πfLt,則輸出中頻調(diào)幅信號為：uI(t)=UIm［1+kuΩ(t)］cos2πfIt?？梢姡{(diào)幅信號頻譜從中心頻率為fc處平移到中心頻率為fI處，頻譜寬度不變，包絡(luò)形狀不變。其頻譜如圖6.5.2所示。74第6章75第6章

76第6章特點(diǎn)：（1）混頻電路屬于線性頻率變換電路（2）混頻電路的輸入輸出均為高頻已調(diào)波信號，其功能是將已調(diào)波信號從一個(gè)高頻段搬移到另一個(gè)高頻段；而調(diào)幅電路是將低頻調(diào)制信號搬移到高頻段；檢波電路是將高頻已調(diào)波信號搬移到低頻段，（3）混頻電路通常位于接收機(jī)前端，輸入已調(diào)波信號不是單一頻率，而是一個(gè)頻段且很小，它包括有用頻率，也還有外來高頻干擾信號，但其輸出有用信號則為一固定中頻。（4）由于輸入包含有用信號，也有干擾信號，故其輸出為各種組合頻率分量。

77第6章（5）器件非線性特性不但會產(chǎn)生許多無用的組合頻率分量，給接收機(jī)帶來干擾，而且會使中頻分量的振幅受到干擾,這兩類干擾統(tǒng)稱為混頻干擾，它們都會使有用信號產(chǎn)生失真?；祛l電路的干擾來源比其它非線性電路要多一些，分析這些干擾產(chǎn)生的具體原因，提出減小或避免干擾的措施,是混頻電路討論中的一個(gè)關(guān)鍵問題。78第6章

6.6.2混頻電路分類：晶體管混頻電路：具有增益高、噪聲低的優(yōu)點(diǎn)，但混頻干擾大。場效應(yīng)管混頻電路：因具有平方律特性，混頻干擾小。二極管平衡和環(huán)行混頻電路：結(jié)構(gòu)簡單，噪聲低，混頻干擾小，工作頻率高(可達(dá)近千兆赫)。模擬乘法器組成的集成混頻電路：具有混頻干擾小，而且調(diào)整容易，輸入信號動態(tài)范圍較大。79第6章1晶體管混頻電路（1）電路組成：電路原理圖如圖6.53所示，圖中L1C1調(diào)諧于輸入信號us的載頻fc,L2C2調(diào)諧于中頻fI,本振uL與VBB0迭加后作為偏置電壓。（2）電路分析UL>>US→晶體管工作狀態(tài)由UL決定→可視為線性時(shí)變工作狀態(tài)。80第6章81第6章說明：（1）給混頻電路提供的本振信號可以由單獨(dú)的振蕩電路產(chǎn)生，也可以由混頻晶體管本身產(chǎn)生。（2）晶體管混頻器電路具有變頻增益（3）動態(tài)范圍?。?）組合頻率干擾嚴(yán)重，噪聲大。82第6章例:在圖所示晶體管混頻電路中，已知本振電壓uL=ULmcosωLt,且uL>>us,晶體管轉(zhuǎn)移特性為：iC=a0+a1uBE+a2u2BE+a3u3BE+a4u4BE輸出回路諧振電阻是RΣ，求混頻跨導(dǎo)gc和混頻電壓增益Auc。

解：83第6章將UBB(t)=UBB0+ULmcosωLt代入得到：g1=(2a2+6a3VBB0+12a4V2BB0+3a4U2Lm)ULm由此可求得:84第6章

2二極管混頻電路（１）電路組成二極管平衡混頻電路原理圖如圖所示。（２）電路分析由圖可見，若忽略輸出電壓uI的反饋?zhàn)饔?，則加在兩個(gè)二極管上的電壓分別是：u1=uL+us+iRLu2=uL-us-iRL由于us<<uL很大，二極管工作D1，D2在uL正半周導(dǎo)通，在負(fù)半周截止，故其伏安特性可用折線表示，其輸出電流為：85第6章i1=gDK1(ωLt)(uL+us+iRL)i2=gDk1(ωLt)(uL-us-iRL)輸出回路電流：i=i1-i2=gDK1(ωLt)(-2us-2iRL)=-2gDK1(ωLt)(us+iRL)86第6章說明：（１）平衡混頻電路比晶體管混頻電路無用頻率分量少，特別是不含ωＬ及其諧波，只含ωｃ，|ωｃ±（２n-1）ωL|頻率分量。（２）由于輸入端不含有ωＬ及其諧波，故本地振蕩器無反向輻射。87第6章

3環(huán)型混頻器（1）電路組成：雙平衡(環(huán)形)混頻電路如圖6.5.6所示，該電路可看成由兩個(gè)二極管平衡混頻電路組成。（2）電路分析：由于電路可等效成兩個(gè)二極管平衡混頻電路，在uL正半周，二極管V1、V2導(dǎo)通，對應(yīng)的開關(guān)函數(shù)為K1(ωLt)；在uL負(fù)半周，二極管V3、V4導(dǎo)通，對應(yīng)的開關(guān)函數(shù)為K1(ωLt-π)。由圖可求得輸出回路電流88第6章89第6章說明：（1）平衡混頻電路與環(huán)形混頻電路輸出的無用組合頻率分量均比晶體管混頻電路少，特別是不含ωL及其諧波，而環(huán)形電路比平衡電路還要少一個(gè)ωc分量，且增益加倍。（2）二極管平衡與環(huán)形電路也可廣泛用于調(diào)幅、檢波等其它方面,但主要仍用于混頻,這是因?yàn)槠湓鲆嫘∮?,但工作頻率很高的特點(diǎn)。90第6章3模擬乘法器組成的混頻電路圖6.5.7是由MC1596組成的混頻電路。本振和已調(diào)波信號分別從X、Y通道輸入,中頻信號(9MHz)由⑥腳單端輸出后的π型帶通濾波器中取出。調(diào)節(jié)50kΩ電位器,使①、④腳直流電位差為零。91第6章6.7倍頻

6.7.1倍頻原理及用途倍頻電路輸出信號的頻率是輸入信號頻率的整數(shù)倍，即倍頻電路可以成倍數(shù)地把信號頻譜搬移到更高的頻段。倍頻電路是一種線性頻率變換電路。實(shí)現(xiàn)倍頻的原理：（1）利用晶體管等非線性器件產(chǎn)生輸入信號頻率的各次諧波分量,然后用調(diào)諧于n次諧波的帶通濾波器取出n倍頻信號。（2）將輸入信號同時(shí)輸入模擬乘法器的兩個(gè)輸入端進(jìn)行自身線性相乘,則乘法器輸出交流分量就是輸入的二倍頻信號。92第6章若輸入是單頻信號，則輸出：uo=ku1u1=kUmcosωct·Umcosωct=(1+cos2ωct)。（3）利用鎖相倍頻方式進(jìn)行倍頻倍頻電路在通信系統(tǒng)及其它電子系統(tǒng)里均有廣泛的應(yīng)用，其主要應(yīng)用：①對振蕩器輸出進(jìn)行倍頻,得到更高的所需振蕩頻率。一是可以降低主振的振蕩頻率,有利于提高頻率穩(wěn)定度；二是大大提高晶振的實(shí)際輸出頻率，因?yàn)榫w受條件的限制不可能做到很高頻率。93第6章②在調(diào)頻發(fā)射系統(tǒng)里使用倍頻電路和混頻電路可以擴(kuò)展調(diào)頻信號的最大線性頻偏；③采用幾個(gè)不同的倍頻電路對同一個(gè)振蕩器輸出進(jìn)行倍頻，可以得到幾個(gè)不同頻率的輸出信號。④在頻率合成器里，倍頻電路被廣泛應(yīng)用。94第6章

6.7.2晶體管倍頻器

晶體管倍頻器的電路結(jié)構(gòu)與晶體管丙類諧振功率放大器基本相同，區(qū)別在于后者諧振回路的中心頻率與輸入信號中心頻率相同，而前者諧振回路的中心頻率調(diào)諧為輸入信號頻率或中心頻率的n倍,n為正整數(shù)。晶體管倍頻器有以下幾個(gè)特點(diǎn)：1)倍頻數(shù)n一般不超過3～4，且應(yīng)根據(jù)倍頻數(shù)選擇最佳的導(dǎo)通角。若集電極最大瞬時(shí)電流ICm確定，則集電極電流中第n次諧波分量Icmn與尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)αn(θ)成正比，即：95第6章Icmn=αn(θ)ICm由圖3.2.4可以看出,一、二、三次諧波分解系數(shù)的最大值逐個(gè)減小,經(jīng)計(jì)算可得最大值及對應(yīng)的導(dǎo)通角為：α1(120°)=0.536,α2(60°)=0.276,α3(40°)=0.185可見，二倍頻、三倍頻時(shí)的最佳導(dǎo)通角分別是60°和40°，而且在相同ICm情況下，所獲得的最大電流振幅分別是基波最大電流振幅的一半和三分之一。所以，在相同情況下，倍頻次數(shù)越高,獲得的輸出電壓或功率越小。一般倍頻次數(shù)不應(yīng)超過3～4,如需要更高次倍頻,可以采用多個(gè)倍頻器級聯(lián)的方式。96第6章2)必須采取良好的輸出濾波措施。晶體管丙類工作時(shí),輸出集電極電流中基波分量的振幅最大,諧波次數(shù)越高,對應(yīng)的振幅越小。因此,n倍頻器要濾除低于n的各次諧波分量比較困難?？梢圆扇∫韵聝蓚€(gè)方法:①提高輸出回路的有載品質(zhì)因數(shù)Qe。一般應(yīng)滿足Qe＞10nπ。②采用選擇性好的帶通濾波器,如多個(gè)LC串并聯(lián)諧振回路組成的π型濾波網(wǎng)絡(luò),如圖6.6.1所示。圖示網(wǎng)絡(luò)調(diào)諧在輸入信號基頻f0的三倍頻上,對基波和二、四次諧波呈現(xiàn)帶阻性質(zhì),故選擇性非常好。97第6章98第6章6.8調(diào)角信號基本性質(zhì)6.8.0概述頻率調(diào)制：載波的瞬時(shí)頻率受調(diào)制信號的控制，作周期性變化，其變化大小與調(diào)制信號的強(qiáng)度成線性關(guān)系，周期由調(diào)制信號的頻率決定，但巳調(diào)波的振幅保持不變。相位調(diào)制：其定義只需將頻率調(diào)制定義中的頻率二字變更成相位即可。角度調(diào)制：因?yàn)橄辔皇穷l率的積分,故頻率的變化必將引起相位的變化,反之亦然，由此可知，二種調(diào)制都會使載波相角發(fā)生變化，故將二者統(tǒng)稱為角度調(diào)制。特點(diǎn)：（1）、角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換。99第6章（2）、抗干擾性好。（3）、占用的頻帶寬。（4）、在模擬通信方面,調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越,故實(shí)際運(yùn)用中常采用調(diào)頻制。100第6章6.8.1瞬時(shí)相位和瞬時(shí)頻率的概念

1.調(diào)頻信號

設(shè)高頻載波為uc=Ucmcosωct,調(diào)制信號為uΩ(t),則：101第6章102第6章2調(diào)相信號設(shè)高頻載波為uc=Ucmcosωct,調(diào)制信號為uΩ(t),則調(diào)相信號的瞬時(shí)相位103第6章3、調(diào)頻信號與調(diào)相信號時(shí)域特性的說明(1)、uFM、uPM二者都是等幅信號。(2)、uFM、uPM的頻率和相位都隨調(diào)制信號而變化，均產(chǎn)生頻偏與相偏。調(diào)頻時(shí)，uΩ(t)=UΩm，uFM(t)波形最密；調(diào)相時(shí)，uΩ(t)變化率最大，uFM(t)波形最密。（3）、調(diào)頻信號最大相偏，即：Mf=KfUΩm/Ω，與調(diào)制信號頻率有關(guān)，而最大頻偏與其無關(guān)；調(diào)相信號最大相偏Mp與調(diào)制信號頻率無關(guān)，而最大頻偏與其有關(guān)。（4）、對于uFM(t)，ωm<ωc，由于ωc很大，ωm

可很大。（5）、對于uPM（t），由于相位以2π為周期,故MP<π，調(diào)制范圍很小。104第6章調(diào)頻波與調(diào)相波的比較表105第6章圖示為調(diào)制信號分別為單頻正弦波和三角波時(shí)的調(diào)頻信號和調(diào)相信號的有關(guān)波形。

106第6章

6.8.2調(diào)角信號的頻譜在單頻調(diào)制時(shí)，調(diào)頻信號與調(diào)相信號的時(shí)域表達(dá)式是相似的，僅瞬時(shí)相偏分別隨正弦函數(shù)或余弦函數(shù)變化，無本質(zhì)區(qū)別，故可寫成統(tǒng)一的調(diào)角信號表達(dá)式：u(t)=Ucmcos(ωct+MsinΩt)=Ucm［cos(MsinΩt)cosωct-sin(MsinΩt)sinωct］利用貝塞爾函數(shù)理論中的兩個(gè)公式:cos(MsinΩt)=J0(M)+2J2(M)cos2Ωt+2J4(M)cos4Ωt+…sin(MsinΩt)=2J1(M)sinΩt+2J3(M)sin3Ωt+2J5(M)sin5Ωt+…其中：Jn(M)是宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)。107第6章將上式代入u(t)可得：u(t)=Ucm[J0(M)cosωct-2J1(M)sinΩtsinωct+2J2(M)cos2Ωtcosωct-2J3(M)sin3Ωtsinωct+2J4(M)cos4Ωtcosωct-2J5(M)sin5Ωtsinωct+…］=Ucm{J0(M)cosωct+J1(M)[cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(M)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(M)[cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t]+J4(M)[cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t]+J5(M)[cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}108第6章圖示為宗數(shù)為M的n階第一類貝塞爾函數(shù)曲線,而表中2給出了M為幾個(gè)離散值時(shí)的貝塞爾函數(shù)。109第6章說明：（1）調(diào)角信號由載頻和無窮多組上、下邊頻組成，且上下邊頻在振幅上對稱。這些頻率分量滿足ωc±nΩ，振幅為Jn(M)Ucm，（n=0,1,2,…）。Ucm是調(diào)角信號振幅。當(dāng)n為偶數(shù)時(shí)，兩邊頻分量振幅、相位相同；當(dāng)n為奇數(shù)時(shí)，兩邊頻分量振幅相同，相位相反。（2）當(dāng)M確定后,各邊頻分量振幅值不是隨n單調(diào)變化,因?yàn)楦麟A貝塞爾函數(shù)隨M增大變化的規(guī)律均是衰減振蕩,而各邊頻分量振幅值與對應(yīng)階貝塞爾函數(shù)成正比。(3)隨著M值的增大,具有較大振幅的邊頻分量數(shù)目增加,載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢,在個(gè)別地方(如M=2.405,5.520時(shí)),載頻分量為零。110第6章(4)、若調(diào)角信號振幅不變,M值變化,則總功率不變,但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。（5）、對于由眾多頻率分量組成的一般調(diào)制信號來說,調(diào)角信號的總頻譜并非僅僅是調(diào)制信號中每個(gè)頻率分量單獨(dú)調(diào)制時(shí)所得頻譜的組合,若調(diào)制信號由角頻率為Ω1,Ω2的兩個(gè)單頻正弦波組成,則對應(yīng)調(diào)角信號的頻率分量不但有ωc±nΩ1和ωc±nΩ2,還會出現(xiàn)ωc±nΩ1±pΩ2,n、p=0,1,2,…。由此說明角度調(diào)調(diào)制是一種非線性頻率變換過程。111第6章

6.8.3調(diào)角信號的帶寬由上分析知，調(diào)角信號的頻帶從理論上說是無限寬,但具有較大振幅的頻率分量集中在載頻附近,且上下邊頻在振幅上是對稱的。當(dāng)M<<1(工程上只需M＜0.25)時(shí)，即對于窄帶調(diào)角信號,有近似公式：cos(MsinΩt)≈1,sin(MsinΩt)≈MsinΩtu(t)=Ucmcosωct+cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t窄帶調(diào)角信號：BW≈2F非窄帶調(diào)角信號,通常定義有效帶寬(簡稱帶寬)：BW≈2(M+1)F112第6章說明：（1）、當(dāng)M確定時(shí)，M+1以上各階邊頻的振幅均小于調(diào)角信號振幅的10%,故可以忽略。（2）、對于一般調(diào)制信號形成的調(diào)角波,計(jì)算頻帶寬度需選用最高調(diào)制角頻率。113第6章

例：已知音頻調(diào)制信號的最低頻率Fmin=20Hz,最高頻率Fmax=15kHz,若要求最大頻偏Δfm=45kHz,求出相應(yīng)調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf、帶寬BW和帶寬內(nèi)各頻率分量的功率之和(假定調(diào)頻信號總功率為1W),畫出F=15kHz對應(yīng)的頻譜圖,并求出相應(yīng)調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp、帶寬和最大頻偏。

解：調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)Mf與調(diào)制頻率成反比,即：BW=2（Mfmin+1）Fmax=2(3+1)×15×103=120kHz114第6章當(dāng)F=15kHz時(shí)Mf=3,查表：J0(3)=-0.261,J1(3)=0.339,J2(3)=0.486,J3(3)=0.309,J4(3)=0.132,其BW=120Hz調(diào)頻信號帶寬內(nèi)的頻譜圖,共9條譜線,如圖所示。調(diào)相信號的最大頻偏是與調(diào)制信號頻率成正比的,為了保證所有調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏不超過45kHz,故除了最高調(diào)制頻率外,其余調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏必然小于45kHz。另外,調(diào)相信號的調(diào)相指數(shù)Mp與調(diào)制頻率無關(guān)。115第6章116第6章結(jié)論：（1）、由以上結(jié)果可知,若調(diào)相信號最大頻偏限制在45kHz以內(nèi),則帶寬仍為120kHz,與調(diào)頻信號相同,但各調(diào)制頻率對應(yīng)的最大頻偏變化很大,最小者僅60Hz。（2）、最大頻偏是指調(diào)角信號瞬時(shí)頻率偏離載頻的最大值,如載頻為100MHz,則調(diào)頻信號瞬時(shí)頻率的變化范圍為99.955MHz～100.045MHz；117第6章（3）、帶寬是指調(diào)角信號頻譜分量的有效寬度,按窄帶和非窄帶調(diào)角信號,略有不同,帶寬內(nèi)頻率分量的功率之和占總功率的90%以上。（4）、非窄帶調(diào)角信號最大頻偏Δfm與帶寬BW的關(guān)系為：BW=2(M+1)F=2(MF+F)=2(Δfm+F)對于調(diào)頻信號：Δfm與F無關(guān)，故每個(gè)頻率分量都能獲得最大頻偏，MP也可獲得很大。對于調(diào)相信號：BW=2(Δfmmax+Fmax),故其它頻率分量獲得最大頻偏將越來越小，不能充分利用頻帶，且MP都相同，不可能做得很大，其抗干攏能力差。118第6章

6.8.4調(diào)角信號的調(diào)制原理

1調(diào)頻原理

實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)制的方式一般有兩種：一是直接調(diào)頻；二是間接調(diào)頻。(1)、直接調(diào)頻。用調(diào)制電壓直接控制振蕩器的振蕩頻率，使振蕩頻率f(t)按調(diào)制電壓的規(guī)律變化。若被控制的是LC振蕩器，則只需控制振蕩回路的某個(gè)元件(L或C)，使其參數(shù)隨調(diào)制電壓變化，就可實(shí)現(xiàn)直接調(diào)頻。119第6章(2)、間接調(diào)頻。將調(diào)制信號先積分后調(diào)相,從而實(shí)現(xiàn)調(diào)頻,稱為間接調(diào)頻?？梢娚鲜绞且粋€(gè)調(diào)頻信號表達(dá)式。120第6章

2、調(diào)相原理相位調(diào)制是通過一個(gè)可控相移網(wǎng)絡(luò)使角頻率為ωc的高頻載波uc(t)產(chǎn)生受調(diào)制電壓uΩ(t)控制,滿足Δφ=kpuΩ(t)的關(guān)系的相移Δφ,即實(shí)現(xiàn)調(diào)相。故調(diào)相信號可表示為:121第6章由上述分析知：調(diào)相信號可表示為一個(gè)可控時(shí)延信號,其時(shí)延τ與調(diào)制電壓uΩ(t)成正比。故將可控相移網(wǎng)絡(luò)調(diào)相原理圖中可控相移網(wǎng)絡(luò)改為可控時(shí)延網(wǎng)絡(luò),也可實(shí)現(xiàn)調(diào)相。其原理如圖所示。122第6章

6.8.5調(diào)角信號的解調(diào)原理

1、鑒相原理設(shè)調(diào)相信號為：uPM=Ucmcos［ωct+Δφ(t)］其中:Δφ(t)=kpuΩ(t)123第6章結(jié)論：（1）、由上分析可見,乘積鑒相的線性鑒相范圍較小,只能解調(diào)Mp≤π/6的調(diào)相信號。（2）、在乘積鑒相原理中，由于相乘的兩個(gè)信號有90°的固定相位差,故這種方法又稱為正交乘積鑒相。124第6章2鑒頻原理由于隨uΩ(t)成線性變化的瞬時(shí)角頻率與相位是微分關(guān)系,而相位與電壓又是三角函數(shù)關(guān)系,所以從調(diào)頻信號中不能直接提取與uΩ(t)成正比的電壓信號，通常采用的是兩種間接方法。（1）、將調(diào)頻信號通過頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻—調(diào)幅信，然后利用包絡(luò)檢波的方式取出調(diào)制信號。（2）、另一種方法是先將調(diào)頻信號通過頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)變成調(diào)頻—調(diào)相信號,然后利用鑒相方式取出調(diào)制信號。125第6章（3）、鎖相鑒頻，利用鎖相環(huán)進(jìn)行鑒頻的方法。126第6章

6.8.6調(diào)頻制與調(diào)相制比較調(diào)頻制：在傳送的調(diào)角信號中，瞬時(shí)頻偏與調(diào)制電壓成正比。調(diào)相制：在傳送的調(diào)角信號中，瞬時(shí)相偏與調(diào)制電壓成正比。由兩調(diào)制方式分析知，調(diào)頻信號可以由調(diào)相方式間接實(shí)現(xiàn)，調(diào)相信號也可以由調(diào)頻方式間接實(shí)現(xiàn)，但兩種調(diào)制體制性能有區(qū)別。（1）、抗干擾性。對調(diào)頻制與調(diào)相制的主要干擾是頻率噪聲和相位噪聲。127第6章在單頻干擾情況下，已調(diào)波信號的電壓信噪比的比值大約等于各自調(diào)制指數(shù)Ma、Mf與Mp的比值。即調(diào)制指數(shù)越大，對應(yīng)的已調(diào)波信號的電壓信噪比越大，抗干擾性越好。由于Mf>Mp>Ma調(diào)幅制的Ma≤1，故調(diào)幅制抗干擾性最差。調(diào)頻制抗干擾性最好，這是用增加帶寬的代價(jià)來換取的。（2）在系統(tǒng)帶寬相同時(shí)，采用調(diào)頻制時(shí)帶寬由最大頻偏決定，而最大頻偏與調(diào)制頻率無關(guān)，故每個(gè)調(diào)制頻率分量都可以充分利用帶寬，獲得最大頻偏。對較低調(diào)制頻率分量還可以獲得更高的調(diào)頻指數(shù)，故具有更好的抗干擾性。采用調(diào)相制時(shí)，帶寬由最高調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏來決定。其余調(diào)制頻率分量獲得的最大頻偏均越來越小(Δfm=MpF)，故不能充分利用系統(tǒng)帶寬。另外，所有調(diào)制頻率分量的Mp都相同且不高，故抗干擾性不大好。128第6章6.9調(diào)頻電路

6.9.1調(diào)頻電路的主要性能指標(biāo)

1、調(diào)頻線性特性調(diào)頻電路輸出信號的瞬時(shí)頻偏與調(diào)制電壓的關(guān)系稱為調(diào)頻特性。顯然,理想調(diào)頻特性應(yīng)該是線性的,所以對實(shí)際電路可能產(chǎn)生一些非線性失真,應(yīng)盡量設(shè)法使其減小。2、調(diào)頻靈敏度單位調(diào)制電壓變化產(chǎn)生的角頻偏稱為調(diào)頻靈敏度Sf,即Sf=。在線性調(diào)頻范圍內(nèi),Sf相當(dāng)于kf。

3、最大線性調(diào)制頻偏(簡稱最大線性頻偏)

調(diào)頻特性中線性部分所能夠?qū)崿F(xiàn)的最大頻偏稱為最大線性頻偏。129第6章由公式Mf=,BW=2(Mf+1)F=2(Δfm+F)可知,最大頻偏與調(diào)頻指數(shù)和帶寬都有密切關(guān)系。不同的調(diào)頻系統(tǒng)要求不同的最大頻偏，所以調(diào)頻電路能達(dá)到的最大線性頻偏應(yīng)滿足要求。如調(diào)頻廣播系統(tǒng)的要求是75kHz,調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)的要求是50kHz。

4、載頻穩(wěn)定度載頻偏離中心頻率頻率的程度；調(diào)頻電路的載頻穩(wěn)定性是接收電路能夠正常接收而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。不同調(diào)頻系統(tǒng)對載頻穩(wěn)定度的要求是不同的,如調(diào)頻廣播系統(tǒng)要求載頻漂移不超過±2kHz，調(diào)頻電視伴音系統(tǒng)要求載頻漂移不超過±500Hz。130第6章

6.9.2直接調(diào)頻電路一、變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

1、電路組成：振蕩電路中并聯(lián)諧振電路如圖所示，它由變?nèi)荻O管和電感L組成。從圖中可知，該電路為頻率受調(diào)制信號控制振蕩電路，也即直接調(diào)頻電路。在其中加入晶振可提高中心頻率穩(wěn)定度，但它會使最大線性頻偏減小。若采用倍頻和混頻措施可以擴(kuò)展晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的最大線性頻偏。實(shí)際使用中采用鎖相調(diào)頻電路則中心頻率穩(wěn)定度可以做得很高。131第6章

2電路分析：設(shè)振蕩回路中等效電感為L，變?nèi)荻O管的等效電容為Cj，則：132第6章133第6章3擴(kuò)展直接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法134第6章135第6章結(jié)論:由調(diào)頻、倍頻、混頻三者結(jié)合可使uFM信號中ωC不變，△ωm提高n倍。136第6章137第6章138第6章二、晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

在晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路里，常采用晶振與變?nèi)荻O管串聯(lián)的方式，晶體變?nèi)荻O管壓控振蕩器可以看作是晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。晶振的頻率控制范圍很窄，僅在串聯(lián)諧振頻率fs與并聯(lián)諧振頻率fp之間，故晶振調(diào)頻電路的最大相對頻偏只能達(dá)到0.01%左右，最大線性頻偏Δfm也就很小。晶振變?nèi)荻O管調(diào)頻電路的突出優(yōu)點(diǎn)是載頻(中心頻率)穩(wěn)定度高，可達(dá)10-5左右，因而在調(diào)頻通信發(fā)送設(shè)備中得到了廣泛應(yīng)用。為了增大最大線性頻偏,即擴(kuò)展晶振的頻率控制范圍，可以采用串聯(lián)或并聯(lián)電感的方法,139第6章

6.9.3間接調(diào)頻電路1.變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)（調(diào)相）（1）電路組成：電路原理框圖如圖7.3.4所示，圖(a)給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的實(shí)用電路，圖(b)是其高頻等效電路。對于高頻載波來說，三個(gè)0.001μF的小電容短路；對于低頻調(diào)制信號來說，三個(gè)0.001μF的小電容開路，4.7μF電容短路。140第6章141第6章142第6章143第6章144第6章2擴(kuò)展間接調(diào)頻電路最大線性頻偏的方法由變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡(luò)的分析知，調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)Mp受到變?nèi)莨軈?shù)的限制，而調(diào)相信號的最大頻偏Δfm又與Mp成正比，故Δfm也受到限制。因此，間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響，也受到限制。這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻偏受限制不一樣。為了擴(kuò)展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏,同樣可以采用倍頻和混頻的方法。下面用一個(gè)例題來具體說明。145第6章146第6章例：已知調(diào)制信號頻率范圍為40Hz～15kHz,載頻為90MHz，若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75kHz的調(diào)頻信號,其中調(diào)相電路Mp=0.5＜，如何實(shí)現(xiàn)?

解：(1)若單獨(dú)進(jìn)行調(diào)相,則Mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的，分別為：Δfmmin=MpFmin=0.5×40=20HzΔfmmax=MpFmax=0.5×15×103=75kHz147第6章(2)現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路,則產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏Mf就應(yīng)該是內(nèi)部調(diào)相電路實(shí)際最大相偏M’p，

此時(shí)實(shí)際最大相偏M’p與調(diào)制頻率成反比設(shè)輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為:u1=Um1cosΩt經(jīng)增益為1的積分電路輸出后為:u2即為輸入調(diào)相電路的信號，故：148第6章可見，由于相同振幅的各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后，振幅減小且減幅程度與頻率成反比，故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路里所獲得的實(shí)際最大相偏M’p不一樣，最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的M’p最大。因?yàn)橹挥蠪min分量才能獲得0.5這一實(shí)際最大相偏，故可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏:Δfm=MpFmin=0.5×40=20Hz(3)因?yàn)殚g接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20Hz的調(diào)頻信號，與要求75kHz相差甚遠(yuǎn)，故可以在較低載頻fc1上進(jìn)行調(diào)頻,然后用倍頻方法同時(shí)增大載頻與最大頻偏。由于相對頻偏：故：fc1=20×1200=24kHz。由于24kHz作為載頻太低,所以可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。方案如圖例7.2所示。149第6章首先用間接調(diào)頻電路在120kHz載頻上產(chǎn)生Δfm1=18.3Hz(Mp=0.46)的調(diào)頻信號,然后經(jīng)過四級四倍頻電路,可得到載頻為30.72MHz,Δfm2=4.685kHz的調(diào)頻信號,再和fL=36.345MHz的本振進(jìn)行混頻,得到載頻為5.625MHz,最大頻偏仍為4.685kHz的調(diào)頻信號,最后經(jīng)過兩級四倍頻電路,就能得到載頻為90MHz,Δfm=75kHz的調(diào)頻信號了。150第6章

解：由圖可知,積分電路輸出信號(即變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓)為:根據(jù)例7.2中分析可知,只有最小調(diào)制頻率分量才能獲得最大的調(diào)相指數(shù)。在本題里,只有300Hz分量才能獲得的最大相移,所以在此以300Hz單頻調(diào)制表達(dá)式uΩ(t)=UωmcosΩmint進(jìn)行分析,有：例：在上圖所示三級單回路變?nèi)莨荛g接調(diào)頻電路中,已知變?nèi)莨軈?shù)n=3,UB=0.6,回路有載品質(zhì)因數(shù)Qe=20,調(diào)制信號uΩ(t)頻率范圍為300Hz～4000Hz,若每級回路所產(chǎn)生的相移不超過,試求調(diào)制信號最大振幅UΩm和此電路產(chǎn)生的最大線性頻偏Δfm。151第6章其中：積分電阻R=470kΩ，積分電容C是三個(gè)0.022μF電容并聯(lián)。從圖上可以看到，變?nèi)莨苤绷髌珘篣Q=4,電容調(diào)制度：單級回路調(diào)相指數(shù)：152第6章故調(diào)制信號振幅：UΩm=RCΩminUim=470×103×3×0.022×10-6×2π×300Uim

=58.44Uim≤58.44×0.04=2.34。三級回路產(chǎn)生的總最大頻偏：Δfm=3MpFmin=3×0.52×300=468Hz。從此題的結(jié)果可以看到,雖然采用了三級相移網(wǎng)絡(luò)，但產(chǎn)生的最大頻偏仍然很小，僅468Hz。這是間接調(diào)頻的缺點(diǎn)。153第6章6.10鑒頻電路

6.10.1鑒頻電路的主要性能指標(biāo)

1、鑒頻線性性鑒頻電路輸出低頻解調(diào)電壓與輸入調(diào)頻信號瞬時(shí)頻偏的關(guān)系稱為鑒頻特性,理想的鑒頻特性應(yīng)是線性的。實(shí)際電路的非線性失真應(yīng)該盡量減小。