第四章DCAC變換器無(wú)源逆變電路

第四章DCAC變換器無(wú)源逆變電路第一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日電壓型方波逆變器以及電壓型階梯波逆變器當(dāng)需要改變輸出電壓幅值時(shí)，一般常采用脈沖幅值調(diào)制（PAM）或單脈沖調(diào)制（SPM）。這類(lèi)逆變器應(yīng)用于大功率場(chǎng)合具有開(kāi)關(guān)損耗低，運(yùn)行可靠等優(yōu)點(diǎn)，但也存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢、諧波含量大（方波逆變器）、結(jié)構(gòu)復(fù)雜（階梯波逆變器）等一系列不足。例如，當(dāng)利用電壓型逆變器驅(qū)動(dòng)交流電動(dòng)機(jī)時(shí)，需進(jìn)行變頻變壓（VVVF）控制，此時(shí)若采用PAM方式，則必須采用兩套功率調(diào)節(jié)電路與控制即：輸出電壓的調(diào)整依賴(lài)于可控整流電路及其控制而輸出頻率的調(diào)整則由逆變器及其控制。4.2.3電壓型正弦波逆變器

第二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日這不僅使電路結(jié)構(gòu)和控制復(fù)雜化，而且因電壓與頻率的不同控制響應(yīng)將導(dǎo)致系統(tǒng)響應(yīng)變慢，這主要是由于直流側(cè)的儲(chǔ)能慣性會(huì)使可控整流電路的輸出電壓響應(yīng)遠(yuǎn)慢于逆變器的輸出頻率響應(yīng)。對(duì)于要求輸出正弦波電壓的電壓型PWM逆變器，常稱(chēng)為電壓型正弦波逆變器。這種電壓型正弦波逆變器一般應(yīng)具備以下特點(diǎn)即:逆變器的直流電壓可采用結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的不控整流電路；利用單一的功率電路及其控制，可同時(shí)調(diào)整輸出頻率和輸出電壓，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快；由于輸出電壓的諧波頻率主要分布在開(kāi)關(guān)頻率及其以上頻段，因而輸出諧波含量低。4.2.3電壓型正弦波逆變器

第三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日電壓型正弦波逆變器的基本原理從左圖中容易看出：在頻率恒定的一個(gè)正弦波周期中，斬控脈沖的占空比和斬控周期一定，而斬控脈沖的幅值則按正弦函數(shù)變化，當(dāng)要改變斬控波形的基波幅值時(shí)，若被斬控正弦波的幅值不變，則只需要控制斬控占空比即可。顯然，當(dāng)斬控頻率足夠高時(shí)，其斬控波形的諧波含量會(huì)足夠低。由于被斬控正弦波的頻率恒定，因此，該方案適用于交流變壓恒頻控制，屬于AC-AC變換中的交流斬波變換，其優(yōu)點(diǎn)就是可以直接對(duì)頻率一定的輸入（如50HZ交流電）進(jìn)行斬控，以調(diào)節(jié)交流斬波輸出的基波幅值。正弦波的斬波與脈寬調(diào)制a)正弦波斬波波形Ouωt>4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日然而，針對(duì)實(shí)際廣泛應(yīng)用的交流變頻器，其主要采用交流變壓變頻（VVVF）控制策略，即在改變交流輸出幅值的同時(shí)，還需改變其交流輸出頻率。如何利用DC-AC變換來(lái)實(shí)現(xiàn)基于正弦波斬控的VVVF控制輸出呢？在交流斬波變換的基礎(chǔ)上，考慮將斬波變換的交流輸入變成直流輸入。進(jìn)一步觀察左圖所示的正弦波斬控波形，當(dāng)斬控頻率足夠高時(shí)，占空比和斬控周期固定而幅值按正弦函數(shù)變化的斬波脈沖的面積也近似按正弦函數(shù)變化。正弦波的斬波與脈寬調(diào)制a)正弦波斬波波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日實(shí)際上，PWM的基本原理可以由沖量等效原理進(jìn)行描述即：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其慣性環(huán)節(jié)的輸出基本相同。正弦波的斬波與脈寬調(diào)制a)正弦波斬波波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日b)具體的實(shí)例說(shuō)明“面積等效原理”4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日a)矩形脈沖b)三角形脈沖tOtOf(t)f(t)d)單位脈沖函數(shù)f(t)d(t)tOc)正弦半波脈沖tOf(t)對(duì)各輸出波形用傅式變換分析后，各i(t)低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。可見(jiàn)，相同面積不同形狀的脈沖加在同一慣性環(huán)節(jié)上，得到的輸出響應(yīng)基本相同。這便是面積等效原理，它是PWM控制的理論基礎(chǔ)。4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日Ouωt>Ouωt>Ouωt>如何用一系列等幅不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦半波寬度相同，幅值正弦變化幅值相同，寬度正弦變化SPWM波形按比例改變脈沖寬度，即可改變等效正弦波幅值4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日OwtUd-Ud對(duì)于正弦波的負(fù)半周，采取同樣的方法，得到PWM波形，因此正弦波一個(gè)完整周期的等效PWM波為：OwtUd-Ud根據(jù)面積等效原理，正弦波還可等效為下圖中的PWM波，而且這種方式在實(shí)際應(yīng)用中更為廣泛。4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日OwtUd-UdOwtUd-Ud等幅PWM波輸入側(cè)是直流電源4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日Uoωt不等幅PWM波輸入電源是交流等幅和不等幅PWM波的本質(zhì)都是基于面積相等進(jìn)行控制的。如果電源是電流源，則也可以得到PWM電流波4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日PWM波可等效的各種波形直流斬波電路直流波形SPWM波正弦波形等效成其他所需波形，如:

所需波形

等效的PWM波4.2.3電壓型正弦波逆變器

1.電壓型正弦波逆變器的基本原理

第十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日如何實(shí)現(xiàn)SPWM及其波形發(fā)生呢？計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開(kāi)關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化調(diào)制法輸出波形作調(diào)制信號(hào)，通過(guò)對(duì)載波的調(diào)制得到期望的PWM波通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱(chēng)4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日如何實(shí)現(xiàn)SPWM及其波形發(fā)生呢？與任一平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交，在交點(diǎn)處控制器件通斷，就得寬度正比于信號(hào)波幅值的脈沖，符合PWM的要求調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，得到的就是SPWM波調(diào)制信號(hào)不是正弦波，而是其他所需波形時(shí)，也能得到等效的PWM波4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日1）基于載波的對(duì)稱(chēng)調(diào)制與非對(duì)稱(chēng)調(diào)制

采用三角載波和鋸齒載波的SPWM脈沖序列如下圖所示。令調(diào)制波頻率為fr，載波頻率為fc，則稱(chēng)N＝fc/fr為載波比；令調(diào)制波幅值為Urm，載波幅值為Ucm，則稱(chēng)M＝Urm/Ucm為調(diào)制度。

三角載波和鋸齒載波的SPWM及其脈沖序列a)三角載波SPWM及其脈沖序列b)鋸齒載波SPWM及其脈沖序列4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日1）基于載波的對(duì)稱(chēng)調(diào)制與非對(duì)稱(chēng)調(diào)制

采用三角載波的SPWM脈沖序列由于三角載波的對(duì)稱(chēng)特性，因而屬于對(duì)稱(chēng)載波調(diào)制；而采用鋸齒載波的SPWM脈沖序列由于鋸齒載波的非對(duì)稱(chēng)特性，因而屬于非對(duì)稱(chēng)載波調(diào)制。相比之下，鋸齒載波的SPWM實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單，由于鋸齒載波固有的非對(duì)稱(chēng)特性，因而輸出波形中含有偶次諧波。而在相同的開(kāi)關(guān)頻率以及調(diào)制波條件下，三角載波的SPWM其輸出波形的諧波含量相對(duì)較低。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制2）異步調(diào)制對(duì)于任意的調(diào)制波頻率fr，載波頻率fc恒定的脈寬調(diào)制稱(chēng)為異步調(diào)制。在異步調(diào)制方式中，由于fc保持一定，因而當(dāng)fr變化時(shí)，調(diào)制波信號(hào)與載波信號(hào)不能保持同步，即載波比N與調(diào)制波頻率fr成反比，因此，異步調(diào)制具有以下特點(diǎn):由于fc固定，因而逆變器具有固定的開(kāi)關(guān)頻率。由于異步調(diào)制時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率固定，所以對(duì)于需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言，輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)較為容易。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）異步調(diào)制一個(gè)調(diào)制波正、負(fù)半個(gè)周期中的脈沖數(shù)不固定，起始和終止脈沖的相位角也不固定。換言之，一個(gè)調(diào)制波正、負(fù)半個(gè)周期以及每半個(gè)周期中的前后1/4周期的脈沖波形不具有對(duì)稱(chēng)性。不同fr時(shí)的異步調(diào)制SPWM波形如下圖所示。不同調(diào)制波頻率fr(fr1﹥fr2)時(shí)的異步調(diào)制SPWM波形a)fr＝fr1b)fr＝fr24.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）異步調(diào)制當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱(chēng)產(chǎn)生的不利影響都較小當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱(chēng)的影響就變大采用異步調(diào)制時(shí)，SPWM的低頻性能好，而高頻性能較差。因此采用該方式時(shí)希望采用較高的fc，即在一個(gè)調(diào)制信號(hào)周期內(nèi)所包含的三角載波的個(gè)數(shù)較多，從而彌補(bǔ)脈沖不對(duì)稱(chēng)造成的影響。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3）同步調(diào)制對(duì)于任意的調(diào)制波頻率fr，載波比N保持恒定的脈寬調(diào)制稱(chēng)為同步調(diào)制。在同步調(diào)制方式中，由于載波比N保持恒定，因而當(dāng)fr變化時(shí)，調(diào)制波信號(hào)與載波信號(hào)應(yīng)保持同步，即fc與fr成正比，因此，同步調(diào)制具有以下特點(diǎn)：由于fc與fr成正比，因而當(dāng)fr變化時(shí)，fc也相應(yīng)變化，這就使逆變器的開(kāi)關(guān)頻率不固定。由于同步調(diào)制時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率隨fr的變化而變化，所以對(duì)于需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器（如UPS逆變電源）而言，輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)較為困難。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

3）同步調(diào)制由于載波比N保持一定，當(dāng)fr變化時(shí)，一個(gè)調(diào)制波周期中的脈沖數(shù)將固定不變。當(dāng)載波比N為奇數(shù)時(shí)，一個(gè)調(diào)制波正、負(fù)半個(gè)周期以及半個(gè)周期中的前后1/4周期的脈沖波形具有對(duì)稱(chēng)性。第二十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

3）同步調(diào)制從上圖可以分析：一方面，當(dāng)載波比為奇數(shù)時(shí)，由于SPWM波形的對(duì)稱(chēng)性，無(wú)論調(diào)制波頻率fr高低，都不會(huì)導(dǎo)致基波相位的跳變；另一方面，由于同步調(diào)制時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率隨調(diào)制波頻率fr的變化而變化，因此對(duì)于需要設(shè)置輸出濾波器的正弦波逆變器而言，輸出濾波器參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)較為困難。同步調(diào)制時(shí)，SPWM的高頻性能好，而低頻性能較差第二十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3）同步調(diào)制三相電路中公用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱(chēng)。（為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱(chēng)）fr很低時(shí)，fc也很低，由調(diào)制帶來(lái)的諧波不易濾除fr很高時(shí)，fc會(huì)過(guò)高，使開(kāi)關(guān)器件難以承受。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4）分段同步調(diào)制

對(duì)比同步與異步調(diào)制發(fā)現(xiàn)兩者具有互補(bǔ)的性能特點(diǎn)，但是對(duì)于各自不足的改進(jìn)，都是通過(guò)提高開(kāi)關(guān)頻率來(lái)實(shí)現(xiàn)，而提高開(kāi)關(guān)頻率會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)損耗增加。是否可將同步與異步調(diào)制相結(jié)合，構(gòu)成一種新的調(diào)制方案呢？分段同步調(diào)制上是在結(jié)合異步調(diào)制優(yōu)點(diǎn)（低頻特性好）基礎(chǔ)上，并克服了同步調(diào)制的不足（低頻特性差）而產(chǎn)生的。分段同步調(diào)制，就是首先將fr的變化范圍劃分為若干個(gè)頻段區(qū)域，在每個(gè)頻段區(qū)域中，采用同步調(diào)制（載波比N為奇數(shù)且恒定）。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4）分段同步調(diào)制

在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過(guò)高在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過(guò)低為防止fc在切換點(diǎn)附近時(shí)載波比來(lái)回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法在不同頻段內(nèi)，載波頻率的變化范圍基本一致，fc大約在1.4～2kHz之間。

圖調(diào)制波頻率fr變化時(shí)基于滯環(huán)特性的分段同步調(diào)制載波頻率切換4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

5）SPWM脈沖信號(hào)的生成SPWM脈沖信號(hào)的生成是指：通過(guò)模擬或數(shù)字電路對(duì)載波信號(hào)和調(diào)制波信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)谋容^運(yùn)算處理，從而生成與調(diào)制波信號(hào)相對(duì)應(yīng)的脈寬調(diào)制信號(hào)，以此驅(qū)動(dòng)正弦波逆變器的功率開(kāi)關(guān)。第二十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成SPWM脈沖信號(hào)的生成主要包括模擬生成法和數(shù)字生成法。(1)模擬生成法——模擬比較法是將載波信號(hào)（如三角波信號(hào)）和調(diào)制波信號(hào)（如正弦波信號(hào)）通過(guò)模擬比較器進(jìn)行比較運(yùn)算，從而輸出SPWM脈沖信號(hào)。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(2)

數(shù)字生成法1——自然采樣法是通過(guò)聯(lián)立三角載波信號(hào)和正弦調(diào)制波信號(hào)的函數(shù)方程并求解出三角載波信號(hào)和正弦調(diào)制波信號(hào)交點(diǎn)的時(shí)間值，從而求出相應(yīng)的脈寬和脈沖間隙時(shí)間以生成SPWM脈沖信號(hào)。自然采樣法實(shí)際上就是模擬比較法的數(shù)字實(shí)現(xiàn)，其原理如右圖所示。SPWM脈沖信號(hào)自然采樣法生成原理4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第二十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(2)數(shù)字生成法1——自然采樣法若令三角載波幅值Ucm＝1，調(diào)制度為M，正弦調(diào)制波角頻率為ωr，則正弦調(diào)制波的瞬時(shí)值為由右圖，并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系可得自然采樣法SPWM脈寬t2的表達(dá)式為

SPWM脈沖信號(hào)自然采樣法生成原理4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日規(guī)則采樣法4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日規(guī)則采樣法原理三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc，每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對(duì)稱(chēng)，正弦調(diào)制信號(hào)波ωr為信號(hào)波角頻率a稱(chēng)為調(diào)制度，0≤a<1；4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度據(jù)此，便可控制PWM的產(chǎn)生規(guī)則采樣法原理顯然脈沖寬度按正弦規(guī)律變化4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日規(guī)則采樣法原理OwtUd-Ud等效寬度仍按正弦規(guī)律變化4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(4)數(shù)字生成法3——特定諧波消除法利用PWM波形的傅立葉級(jí)數(shù)分解，通過(guò)數(shù)個(gè)特定諧波幅值為零以及基波幅值控制方程式的聯(lián)立，求解出PWM波形脈沖沿的轉(zhuǎn)換角，從而實(shí)現(xiàn)SPWM脈沖信號(hào)的發(fā)生。SPWM脈沖信號(hào)特定諧波消除法生成的PWM脈沖波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(4)數(shù)字生成法3——特定諧波消除法為了減小諧波和簡(jiǎn)化波形發(fā)生，首先考慮消除偶次諧波，為此PWM脈沖波形的正、負(fù)半周應(yīng)對(duì)稱(chēng)與零點(diǎn)，即f（ωt）=

－f（π+ωt）；另外，為了消除諧波中的余弦項(xiàng)，則必須使PWM脈沖波形奇對(duì)稱(chēng)，即f（ωt）=

－f（π－ωt）

SPWM脈沖信號(hào)特定諧波消除法生成的PWM脈沖波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(4)數(shù)字生成法3——特定諧波消除法為說(shuō)明諧波消除的算法原理，令1/4個(gè)調(diào)制波周期中脈沖沿的轉(zhuǎn)換角αi（i=1，2，3…，K）滿足如下條件0≤α1≤α2≤α3≤…≤αK≤π/2SPWM脈沖信號(hào)特定諧波消除法生成的PWM脈沖波形第三十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(4)數(shù)字生成法3——特定諧波消除法根據(jù)傅立葉級(jí)數(shù)分解，上述PWM脈沖波形的諧波和基波幅值分別為由于有K個(gè)轉(zhuǎn)換角αi（i=1，2，3…，K）需要求解，上述基波和諧波幅值方程只有K個(gè)自由度。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

SPWM脈沖信號(hào)特定諧波消除法生成的PWM脈沖波形第三十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5)SPWM脈沖信號(hào)的生成(4)數(shù)字生成法3——特定諧波消除法為了使基波幅值可控（占一個(gè)自由度），則必然只能使（K－1）個(gè)諧波幅值為零（占K－1個(gè)自由度），因此在上述PWM脈沖波形中，只能消除指定的（K－1）種諧波。

……4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第三十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5)SPWM脈沖信號(hào)的生成(5)跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法（滯環(huán)比較法）兩態(tài)調(diào)制（TSM－Two-StateModulation）是美國(guó)的于1966年提出的。所謂跟蹤型兩態(tài)調(diào)制是指利用一個(gè)閉環(huán)控制中的誤差滯環(huán)比較器，直接產(chǎn)生一個(gè)只有兩態(tài)（高電平、低電平）的PWM控制信號(hào)，以使某一輸出量能自動(dòng)跟蹤控制指令。當(dāng)將兩態(tài)調(diào)制運(yùn)用于逆變器的控制時(shí)，若控制指令為正弦波時(shí)，通過(guò)誤差滯環(huán)比較器的輸出就可以實(shí)現(xiàn)SPWM脈沖信號(hào)發(fā)生。這種跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法既可以利用模擬生成法實(shí)現(xiàn)也可以利用數(shù)字生成法實(shí)現(xiàn)。4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第四十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5）SPWM脈沖信號(hào)的生成(5)跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法左圖a表示了一個(gè)電壓型半橋逆變器的電流跟蹤型兩態(tài)調(diào)制結(jié)構(gòu)，其PWM及其電流跟蹤波形如圖b所示?；疽?guī)律：當(dāng)VT1或VD1導(dǎo)通時(shí)，輸出電流i增大；而當(dāng)VT2或VD2導(dǎo)通時(shí)，輸出電流I減小。通過(guò)環(huán)寬為2ΔI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+ΔI和i*-ΔI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i*電壓型半橋逆變器電路PWM電流跟蹤波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第四十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日5)SPWM脈沖信號(hào)的生成(5)跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法參數(shù)的影響滯環(huán)環(huán)寬對(duì)跟蹤性能的影響：環(huán)寬過(guò)寬時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過(guò)窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高，開(kāi)關(guān)損耗增大電抗器L的作用：L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢;L小時(shí)，i的變化率大，開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高電壓型半橋逆變器電路PWM電流跟蹤波形4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第四十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

5)SPWM脈沖信號(hào)的生成(5)跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法從左圖中可以看出，PWM脈沖頻率fc是變化的，與如下因素有關(guān)：與滯環(huán)寬h成反比，滯環(huán)越寬，fc越低。fc隨Ud增大而增大負(fù)載電感L越大，fc越小與給定電流的變換率有關(guān)，越接近給定值的峰值，fc越大存在的問(wèn)題：在給定參考電流的一個(gè)周期內(nèi)PWM脈沖頻率差別很大,給濾波設(shè)計(jì)帶來(lái)困難。第四十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日三相的情況三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形三相電流跟蹤型PWM逆變電路4.2.3電壓型正弦波逆變器

2.正弦脈沖寬度調(diào)制的基本問(wèn)題

第四十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日上次課主要內(nèi)容回顧對(duì)于要求輸出正弦波電壓的電壓型PWM逆變器，常稱(chēng)為電壓型正弦波逆變器PWM的基本原理可以由沖量等效原理進(jìn)行描述即：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其慣性環(huán)節(jié)的輸出基本相同OwtUd-UdOwtUd-Ud第四十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日上次課主要內(nèi)容回顧PWM的發(fā)生基于載波的對(duì)稱(chēng)調(diào)制與非對(duì)稱(chēng)調(diào)制

異步調(diào)制同步調(diào)制分段調(diào)制第四十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日上次課主要內(nèi)容回顧SPWM脈沖信號(hào)的生成模擬生成法——模擬比較法

數(shù)字生成法：

自然采樣法

規(guī)則采樣法

特定諧波消除法

跟蹤型兩態(tài)調(diào)制法

第四十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第四十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日單相電壓型正弦波逆變器原理電路如下圖所示。對(duì)于單相電壓型正弦波逆變器，可采用三種SPWM控制方案，即單極性SPWM控制、雙極性SPWM控制以及倍頻單極性SPWM控制。以下分別進(jìn)行討論。4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第四十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日1)單極性SPWM控制所謂單極性SPWM控制是指逆變器的輸出脈沖具有單極性特征。即當(dāng)輸出正半周時(shí)，輸出脈沖全為正極性脈沖；而當(dāng)輸出負(fù)半周時(shí)，輸出脈沖全為負(fù)極性脈沖。為此，必須采用使三角載波極性與正弦調(diào)制波極性相同的所謂單極性三角載波調(diào)制。單極性SPWM控制時(shí)的調(diào)制波形與驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud周期控制橋臂調(diào)制橋臂第五十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

2)雙極性SPWM控制是指逆變器的輸出脈沖具有雙極性特征。即無(wú)論輸出正、負(fù)半周，輸出脈沖全為正、負(fù)極性跳變的雙極性脈沖。當(dāng)采用基于三角載波調(diào)制的雙極性SPWM控制時(shí)，只須采用正、負(fù)對(duì)稱(chēng)的雙極性三角載波即可。為實(shí)現(xiàn)雙極性SPWM控制，需對(duì)逆變器的功率管進(jìn)行互補(bǔ)控制。雙極性SPWM控制時(shí)的功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路如圖所示。雙極性SPWM控制時(shí)的調(diào)制波形相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成電路第五十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）雙極性SPWM控制當(dāng)正弦調(diào)制波信號(hào)瞬時(shí)值大于三角載波信號(hào)瞬時(shí)值時(shí)，比較器的輸出極性為正，VT1、VT4導(dǎo)通有效，而VT2、VT3關(guān)斷有效，逆變器輸出為正極性的SPWM電壓脈沖。同理，當(dāng)正弦調(diào)制波信號(hào)瞬時(shí)值小于三角載波信號(hào)瞬時(shí)值時(shí)，比較器的輸出極性為負(fù)，VT2、VT3導(dǎo)通有效，而VT1、VT4關(guān)斷有效，逆變器輸出為負(fù)極性的SPWM電壓脈沖。雙極性SPWM控制由于采用了正、負(fù)對(duì)稱(chēng)的雙極性三角載波，從而簡(jiǎn)化了SPWM控制信號(hào)的發(fā)生。4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3）倍頻單極性SPWM控制逆變器輸出脈沖的調(diào)制頻率是載波頻率的兩倍，并且輸出脈沖具有單極性特征。倍頻單極性SPWM控制有調(diào)制波反相和載波反相兩種PWM控制模式，具體討論如下：

調(diào)制波反相的倍頻單極性SPWM控制模式功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路與雙極性SPWM控制時(shí)的功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路類(lèi)似。兩者在調(diào)制波的設(shè)計(jì)上有所不同，即：逆變器兩相橋臂的調(diào)制信號(hào)則采用了幅值相等且相位互差180°的調(diào)制波信號(hào)4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

3）倍頻單極性SPWM控制

第五十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3）倍頻單極性SPWM控制載波反相的倍頻單極性SPWM控制模式功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路與雙極性SPWM控制時(shí)的功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路類(lèi)似。只是兩者在載波的設(shè)計(jì)上有所不同，即：逆變器兩相橋臂的載波信號(hào)采用了幅值相等且相位互差180°的對(duì)稱(chēng)雙極性載波信號(hào)，其SPWM相關(guān)波形如圖4-39b所示。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

3）倍頻單極性SPWM控制逆變器輸出脈沖的調(diào)制頻率均為載波頻率的兩倍。表明：如果載波頻率與單極性SPWM控制時(shí)的載波頻率相同，這種倍頻單極性SPWM控制的逆變器輸出脈沖的調(diào)制頻率是單極性SPWM控制時(shí)的兩倍。

第五十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日3）倍頻單極性SPWM控制因此，采用倍頻單極性SPWM控制，優(yōu)點(diǎn)：在一定的輸出波形畸變率條件下，可以有效降低功率管的開(kāi)關(guān)頻率；另一方面，在一定的開(kāi)關(guān)頻率條件下，可以有效降低輸出波形畸變率。倍頻單極性SPWM控制由于控制簡(jiǎn)單且具有輸出倍頻特性，因而是一種優(yōu)化的單相電壓型正弦波逆變器的SPWM控制方案。尤其是調(diào)制波反相控制模式，由于采用微處理器（如采用DSP）進(jìn)行波形發(fā)生的方便性，實(shí)際應(yīng)用時(shí)被較多采用。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

3.單相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日三相電壓型正弦波逆變器原理電路如下圖所示。對(duì)于三相電壓型正弦波逆變器，可采用多種SPWM控制方案即：三相雙極性SPWM控制、提高電壓利用率的鞍形調(diào)制波SPWM控制以及既能提高電壓利用率又能降低開(kāi)關(guān)損耗的綜合優(yōu)化SPWM控制等。4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第五十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

1）三相雙極性SPWM控制是三相電壓型正弦波逆變器基本的SPWM控制方案，這種控制方案對(duì)每相橋臂采用雙極性SPWM控制，即三相橋臂采用同一個(gè)三角載波信號(hào)，而三相橋臂的調(diào)制波則采用三相對(duì)稱(chēng)的正弦波信號(hào)。三相雙極性SPWM控制時(shí)的調(diào)制波形和功率管驅(qū)動(dòng)信號(hào)生成原理電路如左圖所示。

第六十頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十一頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日1）三相雙極性SPWM控制主要特點(diǎn)如下：相對(duì)于逆變器直流電壓中點(diǎn)的輸出相電壓波形為雙極性SPWM波形，且幅值為±Ud/2。逆變器輸出的線電壓波形為單極性SPWM波形，且幅值為±Ud。三相橋式PWM逆變電路波形

4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十二頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

1）三相雙極性SPWM控制主要特點(diǎn)如下：任何SPWM調(diào)制瞬間，逆變器每相橋臂有且只有一個(gè)功率器件導(dǎo)通（功率管或二極管）。由于三相雙極性SPWM控制的實(shí)現(xiàn)較為簡(jiǎn)單，因而成為在實(shí)際應(yīng)用中最為廣泛采用的方案。第六十三頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制對(duì)采用三相雙極性SPWM控制的三相電壓型正弦波逆變器線電壓波形進(jìn)行傅立葉分析，可得到其輸出線電壓的最大基波幅值為而對(duì)于180°導(dǎo)電型控制的三相電壓型方波逆變器，同理采用傅立葉分析，可得到其輸出線電壓的最大基波幅值為若定義逆變器輸出線電壓的最大基波幅值與逆變器直流電壓之比為電壓型逆變器的最大電壓利用率，顯然，三相雙極性SPWM控制時(shí)的正弦波逆變器電壓利用率（約為0.866）較180°導(dǎo)電型控制時(shí)的方波逆變器電壓利用率（約為1.1）低。那么，為何方波控制時(shí)的電壓利用率較高呢？4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十四頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制實(shí)際上，180°導(dǎo)電型方波控制可由以180°方波為調(diào)制波且調(diào)制度為1時(shí)的方波PWM控制來(lái)等效。此時(shí)，雖然方波調(diào)制波調(diào)制度為1（臨界過(guò)調(diào)制），但由于其方波調(diào)制波中對(duì)應(yīng)基波的調(diào)制度已大于1（過(guò)調(diào)制），從而使電壓利用率得以提高。因此，為了提高SPWM控制時(shí)的電壓利用率，最直接的方法就是使正弦調(diào)制波的峰值大于三角載波的峰值，使SPWM過(guò)調(diào)制。但這種使正弦調(diào)制波過(guò)調(diào)制的SPWM控制，在其輸出基波幅值增加的同時(shí)（提高了電壓利用率），必然導(dǎo)致波形畸變，從而使SPWM輸出諧波增加。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十五頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制如何在不增加SPWM輸出諧波的同時(shí)，有效地提高電壓型逆變器SPWM控制時(shí)的電壓利用率呢？試設(shè)想：如果能在PWM調(diào)制波信號(hào)臨界過(guò)調(diào)制時(shí)使調(diào)制波信號(hào)中的基波分量過(guò)調(diào)制，并且由此而導(dǎo)致的三相調(diào)制波信號(hào)的畸變并不影響三相電壓型逆變器SPWM線電壓的波形品質(zhì)，就可以實(shí)現(xiàn)在不增加諧波的同時(shí)，有效地提高電壓型逆變器SPWM控制時(shí)的電壓利用率。對(duì)于三相對(duì)稱(chēng)無(wú)中線輸出的電壓型逆變器，由于不存在中線，若在每相相電壓中引入零序電壓，由于三相零序電壓的瞬時(shí)值相等，因此，零序電壓的引入將不會(huì)改變輸出線電壓波形。

4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十六頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制如果在三相電壓型逆變器每相橋臂的正弦調(diào)制波信號(hào)中引入零序分量，雖然會(huì)使調(diào)制波信號(hào)發(fā)生畸變，但利用這種畸變的調(diào)制波信號(hào)進(jìn)行PWM控制，其結(jié)果并不會(huì)影響三相電壓型逆變器的線電壓波形品質(zhì)——是一種基于線電壓的SPWM控制方案。如何引入某種特定的零序調(diào)制分量，并使其能極大地提高三相電壓型逆變器的電壓利用率。4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十七頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制最簡(jiǎn)單的零序分量可選擇三次諧波。由于三次諧波的引入，原正弦調(diào)制波變成鞍形調(diào)制波，而鞍形調(diào)制波在90°兩側(cè)可形成類(lèi)似的“平頂”，從而有效地提高三相電壓型逆變器的電壓利用率。那么，注入多大幅值的三次諧波，才能最大程度地提高三相電壓型逆變器的電壓利用率？

4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十八頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制單位峰值（峰值為1）的正弦調(diào)制波信號(hào)注入峰值為a的三次諧波信號(hào)正弦波中注入三次諧波的鞍形調(diào)制波信號(hào)波形a)鞍形調(diào)制波b)最大程度的基波過(guò)調(diào)制4.2.3電壓型正弦波逆變器

4.三相電壓型正弦波逆變器的PWM控制

第六十九頁(yè)，共七十六頁(yè)，2022年，8月28日2）鞍形調(diào)制波SPWM控制根據(jù)以上假設(shè)，合成后的鞍形調(diào)制波方程為由上式，并令dy/dωt=0，即可求出鞍形調(diào)制波的峰值yM為選擇某一峰值的三次諧波并將其注入單位峰值正弦波之中，若能使合成后的鞍形調(diào)制波的峰值yM最小。此時(shí)，若合成后的鞍形調(diào)制波“臨界過(guò)調(diào)制”，則相應(yīng)的