dcm和fm反激pfc變換器的電壓紋波分析

dcm和fm反激pfc變換器的電壓紋波分析

0pfc變換器輸出電壓紋波為了減少電力電子設(shè)備對電網(wǎng)的干擾污染，滿足國家和國際組織制定的波形標(biāo)準(zhǔn)，必須采用功率修正pf（功率因子）變換器。PFC變換器可以分為有源和無源2種方式。相比于無源方式,有源方式具有輸入功率因數(shù)高、體積小、成本低等優(yōu)點。因此,有源PFC獲得了越來越廣泛的應(yīng)用。由于PFC變換器的輸入功率是脈動的,為了保持恒定的輸出電壓并滿足系統(tǒng)維持時間的要求,在其輸出端一般需要并聯(lián)大容量的儲能電解電容,但是電解電容的紋波電流會降低PFC變換器的可靠性。此外,單級PFC變換器的輸出電壓將直接給負(fù)載供電,其紋波會影響負(fù)載端的最大電壓和最小電壓。因此,研究PFC變換器輸出電壓的紋波是非常必要的。但是在分析輸出電壓紋波時,通常僅考慮了輸出電流、輸出電容和電網(wǎng)頻率等因素,忽略了變換器工作模式對輸出電壓紋波的影響。PFC變換器的輸出電壓紋波包含兩部分:一部分是由于脈動的瞬態(tài)輸入功率與恒定的輸出功率之間的不平衡而導(dǎo)致的2倍工頻紋波,另一部分是由于輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESR(EquivalentSeriesResistance)導(dǎo)致的開關(guān)頻率紋波。對于PFC變換器而言,開關(guān)頻率紋波比2倍工頻紋波小很多,在計算輸出電壓紋波過程中可忽略不計。對于需要隔離的應(yīng)用場合,由于反激PFC變換器具有成本低、結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點而成為最常用的PFC變換器拓?fù)渲?。根?jù)反激PFC變換器開關(guān)管關(guān)斷期間副邊二極管電流是否持續(xù)導(dǎo)通,可將其工作模式分為連續(xù)導(dǎo)電模式CCM(ContinuousConductionMode)、斷續(xù)導(dǎo)電模式DCM(DiscontinuousConductionMode)和臨界連續(xù)導(dǎo)電模式CRM(CRiticalconductionMode)。DCM和CRM的反激PFC變換器可以實現(xiàn)PFC功能,因此,本文將分別詳細(xì)分析DCM和CRM反激PFC變換器輸出電壓紋波的大小,揭示工作模式對PFC變換器輸出電壓紋波的影響。最后通過仿真結(jié)果和實驗結(jié)果驗證理論分析結(jié)果的正確性。1工頻紋波成分由于相對于2倍工頻紋波,輸出電壓的開關(guān)頻率紋波可以忽略,本文主要分析輸出電壓紋波的2倍工頻紋波成分。為了簡化分析,假設(shè):a.所有的開關(guān)管、二極管、變壓器和電容均為理想元件;b.變換器的開關(guān)頻率f遠大于電網(wǎng)頻率fLine;1.1gm脈沖產(chǎn)生電路中比較器的反向端輸入信號DCM反激PFC變換器的電路框圖如圖1所示,它由整流橋VD3、變壓器T1、原邊開關(guān)管VT1、副邊續(xù)流二極管VD1、輸出電容C2、運算放大器、光耦、PWM脈沖產(chǎn)生電路等元件構(gòu)成。通常DCM反激PFC變換器的開關(guān)頻率是固定的,由R3和R4組成的分壓網(wǎng)絡(luò)對輸出電壓uO采樣,得到的信號UFB和基準(zhǔn)信號Uref進行比較,其誤差經(jīng)運算放大器放大后得到副邊誤差信號ue,光耦將副邊的誤差信號ue傳遞到原邊,生成的原邊誤差信號ucomp作為PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的反向端輸入信號,PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的正向端輸入信號為鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的鋸齒波。其主要波形如圖2所示。在每一個開關(guān)周期起始時刻,開關(guān)管VT1導(dǎo)通,變壓器原邊電流iP從零開始線性上升,變壓器T1儲存能量;當(dāng)PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的正向端輸入信號的鋸齒波大于反向端輸入信號ucomp時,開關(guān)管VT1關(guān)斷,變壓器T1向副邊釋放能量,副邊續(xù)流二極管VD1導(dǎo)通,變壓器副邊電流iS從峰值線性下降。由于變換器工作于DCM,在下一個開關(guān)周期開始前,變壓器的能量會完全釋放到副邊。為了實現(xiàn)PFC功能,需調(diào)節(jié)運算放大器的補償電路,使得整個電壓控制環(huán)路的帶寬小于20Hz。此時,當(dāng)變換器穩(wěn)定工作后,PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的反向端輸入信號ucomp在半個工頻周期內(nèi)是恒定值,開關(guān)管VT1的導(dǎo)通時間Ton也是恒定的值,因此變壓器原邊峰值電流為:其中,iPP(t)為變壓器原邊電流的峰值電流,LM為變壓器T1的原邊勵磁電感量,UM為輸入正弦波電壓的峰值,Ton為開關(guān)管VT1的導(dǎo)通時間,ω為工頻的角頻率。則變壓器原邊的平均電流iPav(t)為:其中,T為開關(guān)管VT1的開關(guān)周期。由于變壓器原邊平均電流是輸入電流經(jīng)過整流橋VD3整流后得到的,則輸入電流iin(t)可表示為:由式(3)可知,當(dāng)輸入電壓峰值UM、導(dǎo)通時間Ton、開關(guān)周期T和變壓器勵磁電感LM都是固定值的情況下,輸入電流的波形是正弦波。因此圖1所示的DCM反激PFC電路可以實現(xiàn)PFC功能。1.2特性判斷標(biāo)準(zhǔn)副邊二極管導(dǎo)通時間tD(t)為:其中,UO為輸出電壓平均值。因此,流過DCM反激PFC變換器副邊二極管VD1的電流為:對于反激PFC變換器,輸出電容C2對流過副邊二極管VD1的電流進行濾波,輸出電流IO等于流過副邊二極管VD1的電流與流過輸出電容C2的電流的差值。由于在一個工頻周期內(nèi)流過C2的電流平均值為0,則輸出電流IO等于流過副邊二極管VD1的平均電流,即:由于副邊二極管VD1電流的2倍工頻分量在輸出電容C2上產(chǎn)生的電壓就是輸出電壓紋波的2倍工頻分量,根據(jù)傅里葉變換,流過副邊二極管VD1電流的2倍工頻分量峰值ID2為:由式(7)和式(8)可以看出,流過副邊二極管VD1電流的2倍工頻分量的峰值ID2與輸出電流IO相等。則DCM反激PFC變換器輸出電壓紋波峰峰值ΔUO為:2抗疲勞反沖pbc變換器輸出電壓紋波分析2.1gm脈沖產(chǎn)生電路CRM反激PFC變換器的電路框圖如圖3所示,它由整流橋VD3、變壓器T1、原邊開關(guān)管VT1、副邊續(xù)流二極管VD1、輸出電容C2、運算放大器、光耦、PWM脈沖產(chǎn)生電路、乘法器、過零檢測、原邊電流采樣等元件構(gòu)成。CRM反激PFC變換器的副邊采樣電路的工作原理與DCM反激PFC變換器的相同,R3和R4組成的分壓網(wǎng)絡(luò)對輸出電壓uO采樣,得到的信號UFB和基準(zhǔn)信號Uref進行比較,其誤差經(jīng)運算放大器放大后得到副邊誤差信號ue,光耦將副邊的誤差信號傳遞到原邊,生成的原邊誤差信號ucomp作為乘法器的一路輸入信號。經(jīng)過R1和R2分壓得到的輸入電壓采樣信號作為乘法器的另一路輸入,乘法器的輸出信號為PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的反向端輸入,PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器的正向端輸入信號為原邊電流采樣電阻R6兩端的電壓uCS。CRM反激PFC變換器的主要波形如圖4所示。在每一個開關(guān)周期起始時刻開關(guān)管VT1導(dǎo)通,變壓器原邊電流iP從零開始線性上升,變壓器T1儲存能量。當(dāng)R6兩端的電壓uCS大于乘法器輸出的信號uMO時開關(guān)管VT1關(guān)斷,變壓器T1向副邊釋放能量,副邊續(xù)流二極管VD1導(dǎo)通,變壓器副邊電流iS從峰值線性下降。當(dāng)變壓器副邊電流iS下降到零時,由于變壓器勵磁電感和開關(guān)管VT1寄生電容諧振,過零檢測電路將檢測到uZCD信號從高電平變?yōu)榈碗娖?此時下一個開關(guān)周期開始。與DCM反激PFC變換器一樣,為了實現(xiàn)PFC功能,整個電壓控制環(huán)路的帶寬小于20Hz。當(dāng)CRM反激PFC變換器穩(wěn)定工作后,PWM脈沖產(chǎn)生電路中比較器反向端的輸入信號ucomp在半個工頻周期內(nèi)是恒定值,開關(guān)管VT1的導(dǎo)通時間Ton也是恒定的值。因此,CRM反激PFC變換器的輸入電流iin(t)同樣可以用式(3)來計算,但是對于CRM,其周期T不是恒定的,周期T為:CRM反激PFC變換器的副邊二極管導(dǎo)通時間tD(t)的計算方法與DCM反激PFC變換器相同。由式(3)、式(5)和式(10)可得CRM反激PFC變換器的輸入電流iin(t)為:其中,。為了便于分析輸入電流的形狀,將輸入電流進行標(biāo)幺化,其基準(zhǔn)值為,根據(jù)式(11)可以得到標(biāo)幺化后的輸入電流表達式為:根據(jù)式(12)可以畫出不同KR對應(yīng)的半個工頻周期內(nèi)的輸入電流的波形,如圖5所示。從圖5可以看出,CRM反激PFC變換器可以實現(xiàn)PFC功能,且輸入電流的形狀與KR相關(guān),KR越小,輸入電流越接近正弦波,PF值越高。2.2反激pfc變換器輸出電壓值的計算CRM反激PFC變換器的變壓器副邊電流峰值iSP的計算方法與DCM反激PFC變換器相同。根據(jù)式(4)和式(10),可得流過CRM反激PFC變換器副邊二極管VD1的電流為:因為輸出電流IO等于流過副邊二極管VD1的平均電流,則輸出電流IO為:根據(jù)式(13)—(15),可得流過副邊二極管VD1電流的2倍工頻分量的峰值ID2為:從式(17)可以看出,CRM反激PFC變換器輸出電壓的紋波峰峰值ΔUO與K2成正比,根據(jù)K2的表達式可以作出K2與KR的關(guān)系曲線圖,如圖6所示。由式(9)、式(17)和圖6可以看出,CRM反激PFC變換器的輸出電壓紋波峰峰值小于DCM反激PFC變換器的輸出電壓紋波峰峰值,且KR越大,輸出電壓紋波峰峰值ΔUO越小。3dcm反激pfc變換器與mcf網(wǎng)絡(luò)csf的仿真為了驗證理論分析的正確性,分別對DCM反激PFC變換器和CRM反激PFC變換器進行仿真和實驗驗證。電路參數(shù)選取如下:輸入電壓有效值UINR=110V,輸出電壓平均值UO=36V,輸出電流IO=1.5A,輸出電容為2個820μF電解電容并聯(lián),CO=1640μF,變壓器原邊與副邊匝數(shù)比N=2,電網(wǎng)頻率fLine=50Hz。DCM反激PFC變換器的開關(guān)頻率f=50kHz,原邊勵磁電感感量為150μH;CRM反激PFC變換器的原邊勵磁電感感量為390μH。將DCM反激PFC變換器的電路參數(shù)代入式(9),可得其輸出電壓紋波峰峰值的理論計算值為2.91V;由CRM反激PFC變換器的電路參數(shù)計算可得KR=2.16,查圖6可得K2=0.837,代入式(17),可得其輸出電壓紋波峰峰值的理論計算值為2.43V。采用SIMetrix/SIMPLIS仿真軟件對DCM反激PFC變換器和CRM反激PFC變換器分別進行仿真,如圖7和圖8所示。由圖7可以看出,DCM反激PFC變換器的輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓波形,實現(xiàn)了PFC,其輸出電壓紋波峰峰值為2.91V。由圖8可以看出,CRM反激PFC變換器的輸入電流同樣也很好地跟蹤了輸入電壓波形,實現(xiàn)了PFC,其輸出電壓紋波峰峰值為2.43V。仿真結(jié)果與理論計算結(jié)果一致。圖9和圖10分別為DCM反激PFC變換器和CRM反激PFC變換器的實驗波形。由圖9和圖10可以看出,DCM反激PFC變換器和CRM反激PFC變換器都可以很好地實現(xiàn)PFC功能,但是兩者的輸出電壓紋波不同。DCM反激PFC變換器的輸出電壓紋波峰峰值為2.95V,CRM反激PFC變換器的輸出電壓紋波峰峰值為2.5V。實驗結(jié)果與仿真結(jié)果和理論計算結(jié)果一致。4輸出電壓紋波峰峰峰值本文詳細(xì)推導(dǎo)和對比了DCM