永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的研究

永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)的研究

1電流控制器設(shè)計(jì)pmmm具有高信噪比高、效率高、體積小、重量輕、控制簡(jiǎn)單、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。因此，它經(jīng)常被用于不同的電源級(jí)別。PMSM一般采用矢量控制來實(shí)現(xiàn)勵(lì)磁和轉(zhuǎn)矩的獨(dú)立控制。電流的有效控制是實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩精確、快速控制的關(guān)鍵。實(shí)際控制中一般采用傳統(tǒng)的PI電流調(diào)節(jié)器分別對(duì)直軸(d軸)和交軸(q軸)電流進(jìn)行反饋控制。這種電流調(diào)節(jié)器忽略了交、直軸電流環(huán)的相互耦合作用,導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能較差。為提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能,采用以反饋電流為輸入的電壓前饋補(bǔ)償型電流調(diào)節(jié)器來實(shí)現(xiàn)d,q軸電流環(huán)的解耦控制。此處采用Matlab/Simulink構(gòu)建矢量控制系統(tǒng)模型,分別針對(duì)傳統(tǒng)和有前饋補(bǔ)償?shù)目刂颇Ｐ瓦M(jìn)行仿真分析,并對(duì)采用電壓前饋補(bǔ)償型電流調(diào)節(jié)器的PMSM矢量控制系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。2pmss數(shù)學(xué)模型與向量管理系統(tǒng)2.1旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型為簡(jiǎn)化分析,首先對(duì)PMSM作如下假設(shè):①轉(zhuǎn)子上的永磁體產(chǎn)生主磁場(chǎng),轉(zhuǎn)子無阻尼繞組;②不計(jì)轉(zhuǎn)子鐵心與定子鐵心的渦流損耗和磁滯損耗;③忽略磁場(chǎng)飽和效應(yīng)。在上述假設(shè)條件下,可得到PMSM在d,q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為:式中:ud,uq,id,iq,Ψd,Ψq分別為d,q坐標(biāo)系下定子電壓、電流、磁鏈;Ψf為轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈;R1為定子相繞組電阻;Ld,Lq分別為d,q坐標(biāo)系下d,q軸定子電感;ωr為轉(zhuǎn)子電角速度;np為極對(duì)數(shù);p為微分算子;Te為電磁轉(zhuǎn)矩。將式(1)中的定子磁鏈方程代入定子電壓方程中,并對(duì)其進(jìn)行拉普拉斯變換得到:由式(2)可知,定子電感參數(shù)引起d,q軸的交叉耦合,ωr越大耦合作用越強(qiáng),在變速區(qū)和高速區(qū)其影響較大。2.2pmmm測(cè)量系統(tǒng)2.2.1q軸電流控制策略由式(1)中電磁轉(zhuǎn)矩方程可知,PMSM電磁轉(zhuǎn)矩包括:①永磁體產(chǎn)生的磁鏈與定子電流轉(zhuǎn)矩分量(iq)作用產(chǎn)生的永磁轉(zhuǎn)矩;②轉(zhuǎn)子凸極結(jié)構(gòu)使得定子電流勵(lì)磁分量(id)與轉(zhuǎn)矩分量產(chǎn)生磁阻轉(zhuǎn)矩。對(duì)電磁轉(zhuǎn)矩的控制最終歸結(jié)為對(duì)d,q軸電流的控制。同一輸出電磁轉(zhuǎn)矩有多個(gè)d,q軸電流的控制組合,這樣就存在不同的控制策略。采用id=0的控制策略對(duì)電機(jī)進(jìn)行控制時(shí),電磁轉(zhuǎn)矩只有永磁轉(zhuǎn)矩分量而不包含磁阻轉(zhuǎn)矩分量,與q軸電流為線性關(guān)系。該策略的控制系統(tǒng)簡(jiǎn)單、轉(zhuǎn)矩特性好。2.2.2第三方控制脈沖a圖1示出PMSM矢量控制系統(tǒng)框圖。此系統(tǒng)采用電流內(nèi)環(huán)、轉(zhuǎn)速外環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。將位置傳感器檢測(cè)到的位置信息轉(zhuǎn)換為電機(jī)轉(zhuǎn)速并與參考轉(zhuǎn)速比較得到偏差信號(hào),此偏差信號(hào)通過速度PI調(diào)節(jié)器得到電流轉(zhuǎn)矩分量參考量iqref。給定定子電流勵(lì)磁分量idref=0。將相電流檢測(cè)電路測(cè)得的定子三相電流ia,ib,ic通過坐標(biāo)變換,轉(zhuǎn)換為d,q坐標(biāo)系下的id,iq作為電流環(huán)反饋量。將idref,iqref與id,iq比較得到的偏差信號(hào),通過電流調(diào)節(jié)器(ACR)得到d,q坐標(biāo)系下的電壓信號(hào)udref,uqref。udref,uqref經(jīng)Park逆變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓信號(hào)ua,uβ,將其送入SVPWM中產(chǎn)生控制脈沖,控制脈沖用于控制三相逆變器開關(guān)狀態(tài),進(jìn)而得到控制定子三相對(duì)稱繞組的實(shí)際電流。在這個(gè)控制系統(tǒng)中,外環(huán)速度環(huán)產(chǎn)生了定子電流轉(zhuǎn)矩分量的參考值,內(nèi)環(huán)電流環(huán)得到實(shí)際控制信號(hào),從而構(gòu)成一個(gè)完整的速度電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。3供電裝置的設(shè)計(jì)3.1主養(yǎng)對(duì)式主帶系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)傳統(tǒng)的電流控制方案采用兩個(gè)PI調(diào)節(jié)器對(duì)d,q軸電流進(jìn)行獨(dú)立控制。采用電壓型逆變器時(shí),其d,q坐標(biāo)系下電壓分量表達(dá)式為:轉(zhuǎn)化為頻域模型可得:此處以iq通道的電流調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)為例,電流閉環(huán)控制框圖如圖2所示。ACR采用PI調(diào)節(jié)器,傳遞函數(shù)為:將SVPWM控制的電壓型逆變器(VSI)等效為一個(gè)具有小時(shí)間常數(shù)T1的一階慣性單元,傳遞函數(shù)G2(s)=1/(T1s+1),電動(dòng)機(jī)作為逆變負(fù)載,等效傳遞函數(shù)G3(s)=1/(Ls+R)。按照一般情況選定TACR=T2,則系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為:按照工程設(shè)計(jì)方法將其設(shè)計(jì)為典型I型系統(tǒng),取阻尼系數(shù)為0.707,則:kT1=0.5,kpACR/kiACR=T2。id,iq經(jīng)過ACR得到控制變量ud,uq,考慮實(shí)際調(diào)速系統(tǒng)電源額定電壓、額定電流等限制條件,需選用對(duì)調(diào)節(jié)器的輸出量和內(nèi)部積分器進(jìn)行限幅的抗積分飽和PI調(diào)節(jié)器。傳統(tǒng)PI電流調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn),但忽略了d,q軸交叉耦合的影響,僅做了穩(wěn)態(tài)近似解耦。交叉耦合項(xiàng)的影響與速度相關(guān),在速度調(diào)節(jié)過程中或高速段耦合作用顯著,僅依靠PI調(diào)節(jié)器進(jìn)行電流調(diào)節(jié),不能滿足性能要求。3.2傳統(tǒng)pi控制器補(bǔ)償式將式(1)中定子磁鏈方程代入電壓方程可得:由式(7)可知,采用傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)器時(shí),狀態(tài)方程中存在耦合項(xiàng)。傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓一部分用于抵消反電動(dòng)勢(shì),一部分用于控制交直軸電流,增加了調(diào)節(jié)時(shí)間,降低了調(diào)節(jié)精度和系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。因此,通過在傳統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)器中補(bǔ)償式(8)中的耦合項(xiàng),可提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。將式(8)代入式(7)可得:由此得到以反饋電流為輸入的電壓前饋補(bǔ)償型電流調(diào)節(jié)器框圖如圖3所示。4模擬分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證4.1動(dòng)態(tài)特性仿真根據(jù)圖1所示PMSM矢量控制系統(tǒng)框圖,運(yùn)用Matlab/Simulink分別建立采用上述兩種電流調(diào)節(jié)器的PMSM矢量控制仿真模型。兩個(gè)仿真模型采用的ACR不同,其他結(jié)構(gòu)和參數(shù)均一致。永磁同步電機(jī)參數(shù)為:額定功率2.2kW,額定電壓380V,額定電流5.1A,定子電感0.012H,額定轉(zhuǎn)矩14N·m,額定轉(zhuǎn)速1500r·min-1,額定頻率50Hz,極對(duì)數(shù)2,額定磁通0.55T,轉(zhuǎn)動(dòng)慣量0.0154kg·m2,摩擦系數(shù)0.005N·m·s。給定轉(zhuǎn)速1500r·min-1,系統(tǒng)空載啟動(dòng),在0.2s時(shí)突加額定負(fù)載14N·m,0.3s時(shí)給定轉(zhuǎn)速減小到1200r·min-1。圖4示出仿真波形。由圖4a知,補(bǔ)償后轉(zhuǎn)速更快到達(dá)給定值,突加負(fù)載時(shí)轉(zhuǎn)速波動(dòng)更小,穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速與給定值無靜差。由圖4b知,補(bǔ)償后動(dòng)態(tài)過程d軸最大電流幅值更小,穩(wěn)態(tài)時(shí)偏移量更小。由圖4c知,補(bǔ)償后到達(dá)穩(wěn)態(tài)所需時(shí)間更短,電流跟蹤效果更好。由圖4d知,補(bǔ)償后電磁轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度更快,當(dāng)負(fù)載變化時(shí),系統(tǒng)恢復(fù)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)間更短?？梢?采用電壓前饋補(bǔ)償型電流調(diào)節(jié)器矢量控制系統(tǒng)對(duì)狀態(tài)變化的響應(yīng)速度更快,魯棒性更好。4.2信號(hào)調(diào)理電路采用一互饋式PMSM對(duì)拖機(jī)組構(gòu)建PMSM矢量控制系統(tǒng)。選用TMS320F2812型DSP為控制系統(tǒng)主控芯片,配合FPGA實(shí)現(xiàn)矢量控制算法。電機(jī)軸上裝有配套的增量式光電編碼器,用于檢測(cè)電機(jī)轉(zhuǎn)子位置。主電路中的直流母線電壓和電流傳感器的輸出信號(hào),經(jīng)過運(yùn)算放大器組成的信號(hào)調(diào)理電路的處理反饋到主控制器的采樣口,以實(shí)現(xiàn)信號(hào)電平的匹配。DSP輸出的PWM脈沖信號(hào),經(jīng)過功率放大和專用驅(qū)動(dòng)芯片后,用以控制IGBT的開關(guān)狀態(tài)。實(shí)驗(yàn)電機(jī)參數(shù)與仿真電機(jī)參數(shù)一致,給定轉(zhuǎn)速1350r·min-1為額定轉(zhuǎn)速的0.9倍,即給定轉(zhuǎn)速標(biāo)幺值為0.9。圖5示出實(shí)驗(yàn)波形。由圖5a可見,反饋速度波形較好地跟隨給定值,經(jīng)采集計(jì)算得到的a相電流波形為理想正弦波。由圖5b可見,d,q軸電流為直流電流,其大小與理論計(jì)算值一致。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析均一致,電機(jī)轉(zhuǎn)速及電流都能很好地跟隨給定值,證明了該P(yáng)M